RETI MOBILI E MULTIMEDIALI I e II parte. Aldo Roveri

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1 RETI MOBILI E MULTIMEDIALI I e II parte Aldo Roveri Roma, febbraio 2015

2 INDICE PRIMA PARTE. VERSO UN ACCESSO A LARGA BANDA 1 INDICE I. Processo evolutivo delle reti di accesso 10 II. Tecniche di trasmissione a spettro espanso 14 II.1 Segnali SS 14 II.2 Trattamento DS-SS 18 II.3 Trattamento FH-SS 27 II.4 Immunità all interferenza di un sistema SS 30 2 Page 1

3 INDICE III. Tecniche di trasmissione OFDM 34 III.1 Trasmissione multi-portante e l OFDM 35 III.2 Trattamenti OFDM in banda-base 37 III.3 Guida all implementazione OFDM 48 III.4 Opportunità offerte dall OFDM 58 III.5 Grandezze caratterizzanti di OFDM 59 III.6 Capacità trasmissiva OFDM 61 3 INDICE IV. Le reti di accesso a larga banda 63 IV.1 La rete di accesso in rame 64 IV.2 La rete di accesso in fibra 83 IV.3 La rete di accesso wireless 98 IV.4 I sistemi WLAN WiFi 103 IV.5 Lo standard WiMax 113 IV.6 Le reti mobili cellulari 129 IV.7 Efficienza spettrale massima trasmissiva 141 IV.8 La trasmissione multiantenna Page 2

4 INDICE V. Modelli di propagazione 146 V.1 Fenomeni di propagazione 146 V.2 Propagazione nello spazio libero 151 V.3 I Fading 158 V.4 Fading a lungo termine 162 V.5 Fading a breve termine con T/R stazionari 172 V.6 Fading a breve termine con T/R mobili 179 V.7 Classificazione dei canali mobili INDICE VI. La Rete di Nuova Generazione 196 VI.1 Definizione di una NGN 197 VI.2 Architettura di una NGN 203 VI.3 Fattori abilitanti di una NGAN Page 3

5 INDICE SECONDA PARTE. MULTIMEDIALITA E SICUREZZA 7 INDICE VII. Dal Web al P2P 220 VII.1 Il World Wide Web 221 VII.2 Il trasferimento di file 236 VII.3 La condivisione di file 244 VIII. Multimedia 254 VIII.1 Compressione audio e video 255 VIII.2 L operazione di streaming 267 VIII.3 Streaming audio/video memorizzato 274 VIII.4 Servizi audio e video interattivi 283 VIII.5 Controllo della multimedialità Page 4

6 INDICE IX. Reti per la multimedialità 312 IX.1 IP Multimedia Subsystem 313 IX.2 Correttivi sull operatività di Internet 322 IX.3 Modalità di scheduling e di policing 326 IX.4 Servizi integrati e servizi differenziati 334 IX.5 Il Reservation Protocol INDICE X. Sicurezza nelle reti 344 X.1 La crittografia 345 X.2 Sicurezza di un messaggio 351 X.3 Identificazione di un utente 355 X.4 Distribuzione delle chiavi 357 X.5 Sicurezza in Internet 359 XI. Gestione della mobilità in Internet 365 XI.1 Parti coinvolte 365 XI.2 Instradamento verso il nodo mobile 369 XI.3 IP mobile Page 5

7 INDICE TERZA PARTE. LE RETI CELLULARI 11 INDICE XII. Accesso wireless e mobilità 381 XII.1 Tecniche di duplicazione 382 XII.2 Tecniche di accesso multiplo 384 XII.3 Sistemi di accesso Page 6

8 INDICE XIII. L accesso wireless in UMTS 413 XIII.1 Il processo di espansione 414 XIII.2 Condizioni per i codici di espansione 418 XIII.3 Gestione delle risorse radio 425 XIII.4 Gestione della mobilità 433 XIII.5 Caratteristiche generali di UMTS 438 XIII.6 Requisiti e servizi di UMTS 447 XIII.7 Struttura della rete di accesso di UMTS 459 XIII.8 Evoluzione dell UTRA 463 XIV. Analisi della copertura radio INDICE XV. Analisi della capacità radio in ambiente UMTS 505 XV.1 Disturbo interferenziale 505 XV.2 Carico in uplink 510 XV.3 Carico in downlink 522 XV.4 Potenza emessa in downlink 531 XV.5 Capacità di cella 535 XV.6 Codificazione adottate nel WCDMA 536 XV.7 Efficienza spettrale trasmissiva in WCDM Page 7

9 INDICE XVI. Il sistema LTE 542 XVI.1 Obbiettivi prestazionali dello sviluppo 542 XVI.2 La nuova architettura di rete 551 XVI.3 I terminali mobili e la Qualità di Servizio 562 XVI.4 I piani e i livelli dell E-UTRA FDD 571 XVI.5 L architettura protocollare 593 XVI.6 L interfaccia E-UTRA 602 XVI.7 Il modem OFDMA 617 XVI.8 Le caratteristiche tecniche di LTE 633 XVI.9 Efficienza spettrale trasmissiva in LTE INDICE XVI. Il sistema LTE (continua) XVI.10 Capacità trasmissiva LTE 648 XVI.11 L utilizzazione del MIMO 650 XVI.12 La griglia delle risorse 656 XVI.13 Handover 665 XVI.14 Trattamento degli errori 671 XVI.15 Sincronizzazioni 675 XVI.16 Scadenzamento delle risorse 681 XVI.17 Procedura di una comunicazione di dati 686 XVI.18 Bilancio di tratta e copertura radio Page 8

10 INDICE XVII. Advanced LTE 699 XVII.1 I sistemi di quarta generazione 699 XVII.2 Aggregazione delle portanti 708 XVII.3 Miglioramenti di MIMO 713 XVII.4 Multipunto cooperativo (CoMP) 717 XVII.5 Reti eterogenee 722 XVII.6 Rilegamenti 726 XVIII. Bibliografia Page 9

11 I. PROCESSO EVOLUTIVO DELLA RETE DI ACCESSO Generalità La rete di accesso è la sezione di una rete di telecomunicazioni che collega gli apparati o, più in generale, la rete di utente con il più vicino nodo (stadio di linea) in grado di effettuare funzioni di trattamento ed erogazione del servizio. Essa svolge quindi funzioni essenziali di raccolta e consolidamento del traffico di utente, presentandosi verso la rete (o le reti) di servizio attraverso interfacce ben definite. 20 Page 10

12 Condizionamenti sullo sviluppo Lo sviluppo della rete di accesso è funzione di condizionamenti di natura varia geografici (caratteristiche orografiche e di urbanizzazione del territorio); sociale (distribuzione e tipo della domanda); regolatoria (tariffazione, privacy, norme sulla concorrenza, autorizzazione di Enti locali); economica (sorgenti di costo: materiali, installazione, manutenzione, gestione; aspetti finanziari: investimenti, ammortamenti). 21 Evoluzione in atto (1/5) Nelle soluzioni concepite nel passato (POTS, ISDN, GSM, infrastruttura radio-tv), ma tuttora operative, le funzioni svolte dalla rete di accesso sono di fatto limitate al trasporto da e per uno specifico nodo, monoo multi-servizio, con integrazione delle funzioni della rete di accesso nel rispettivo nodo. 22 Page 11

13 Evoluzione in atto (2/5) Attualmente, già da alcuni anni, sotto la spinta della tecnologia e del mercato, c è tendenza ad accentuare la separazione delle funzioni tra reti di accesso e relativi nodi. In questa scelta si presenta la necessità di interconnetere le reti di accesso con i nodi di servizio; tale struttura di interconnessione è chiamata rete di raccordo (backhauling) 23 Evoluzione in atto (3/5) I fattori trainanti dell evoluzione sono la crescente domanda di nuovi servizi all utente finale e la competizione tra nuovi e vecchi operatori. Elementi caratterizzanti dell evoluzione sono: l esigenza di una drastica riduzione dei costi di esercizio e di manutenzione, dato che la rete di accesso è ormai diventata la principale componente di investimento per un operatore di telecomunicazione; l estensione della rete di accesso, attraverso l impiego delle fibre, anche per decine di chilometri, consentendo di centralizzare le funzioni di commutazione in pochi nodi di elevate dimensioni. 24 Page 12

14 Evoluzione in atto (4/5) Nelle svariate realizzazioni delle attuali reti di accesso, si assiste frequentemente all impiego combinato di mezzi trasmissivi diversi in diverse porzioni della rete di accesso (soprattutto allo scopo di impiegare sempre la migliore tecnologia in ciascuna situazione) dando così origine ad una grande quantità di soluzioni ibride con caratteristiche loro proprie. 25 Evoluzione in atto (5/5) I mezzi attualmente impiegati sono la coppia simmetrica in rame (twisted pair - doppino telefonico); la fibra ottica; il canale radio. Con i primi due mezzi si attua un accesso cablato, mentre con il terzo si parla di accesso wireless. Nel seguito si considereranno dapprima accessi cablati (parr. IV.1 e IV.2) e successivamente quelli di tipo wireless 26 Page 13

15 II. TECNICHE DI TRASMISSIONE A SPETTRO ESPANSO II. Tecniche di trasmissione a spettro espanso II.1 Segnali SS 28 Page 14

16 Sistema a spettro espanso Indichiamo con m(t) ilsegnale-dati agente come modulante; c(t) il segnale di espansione; s(t) il segnale risultante dalla modulazione e trasmesso; sarà qui chiamato segnale SS (Spread-Spectrum). In un sistema a spettro espanso sono verificate due condizioni o la banda del segnale s(t) deve essere molto maggiore di quella del segnale m(t), o l incremento di banda del segnale s(t) è prodotto dal segnale c(t) indipendente da m(t) e noto al ricevitore in modo da consentire a questo la rivelazione di m(t). 29 Segnale SS (1/3) Come per qualunque modulazione, il segnale SS, che è di tipo passa banda, è esprimibile con st j2 f t gt 0 Re e 1 in cui Re{ } indica la parte reale di { }; g t è l inviluppo complesso di s(t); f 0 è la frequenza della portante. (II.1) 30 Page 15

17 Segnale SS (2/3) L inviluppo complesso g t dipende da m(t) edac(t); una dipendenza usuale è data da, (II.2) 2 g t g t g t m dove g t e gc t sono i consueti inviluppi complessi ottenuti da modulazioni aventi m(t) ec(t) come modulanti. Gli elementi di segnale (impulsi) che compongono c(t) sono chiamati chip per distinguerli dai bit che compongono m(t). m c 31 Segnale SS (3/3) Se T b èl intervallo di bit in m(t); T c èl intervallo di chip in c(t), affinchè il segnale di espansione svolga il suo ruolo, occorre che la sua larghezza di banda sia molto maggiore di quella del segnale - dati. Deve cioè essere R c >> R b (II.3) (3) in cui R c = 1/T c e R b = 1/T b sono i ritmi degli elementi di segnale in c(t) e in m(t), rispettivamente. 32 Page 16

18 Tipi di segnali SS (1/3) Supponiamo che m(t) sia bipolare con valori ± 1 e che si utilizzi una BPSK come sua modulazione; ne segue che m Am t 4 g t (II.4) c Con questa ipotesi, i segnali SS sono classificati in base al tipo di modulazione utilizzata per gc t. Si distinguono segnali SS a Sequenza Diretta (Direct Sequence - DS); a Salto di Frequenza (Frequency Hopping - FH). 33 Tipi di segnali SS (2/3) Segnale DS-SS (Direct Sequence-Spread Spectrum) gc t è un segnale c(t) binario NRZ bipolare, ottenuto da una sequenza di espansione {c(n)},(n= 0,1,,); l inviluppo complesso del segnale DS-SS è allora espresso da Am t c t. 5 g t c (II.5) 34 Page 17

19 Tipi di segnali SS (3/3) Segnale FH-SS (Frequency Hopping-Spread Spectrum) gc t èditipofskcon2 k frequenze determinate da gruppi di k bit in corrispondenza con una sequenza di espansione {c(n)}, (n = 0,1, ). 35 II. Tecniche di trasmissione a spettro espanso II.2 Trattamento DS-SS 36 Page 18

20 Trattamento DS-SS Vantaggi riduce l effetto del fading selettivo in frequenza nelle reti cellulari le SRB possono usare la stessa banda di frequenze varie SRB possono rivelare e ricostruire il segnale è possibile un soft handover Svantaggi è necessario un preciso controllo di potenza. 37 Trattamento DS-SS in trasmissione (1/3) Si effettua, come in Fig. II.1, un XOR del segnale-dati (dati di utente) con il segnale di espansione: in questa operazione molti chip per bit (ad es. 128) danno luogo a una più larga banda del segnale risultante (segnale SS). Il segnale SS viene inviato ad un modulatore che lo trasforma in un segnale a radio frequenza. La formazione del segnale SS a partire dai dati di utente e con l utilizzazione del segnale di espansione è mostrata in Fig. II.2 38 Page 19

21 Trattamento DS-SS in trasmissione (2/3) TRASMETTITORE Dati di utente X Segnale SS modulatore Segnale trasmesso Segnale di espansione Portante radio Fig. II.1 39 Trattamento DS-SS in trasmissione (3/3) T b Dati di utente 0 1 T c XOR Trattamento in trasmissione Segnale di espansione = Segnale SS T b : intervallo di bit T c : intervallo di chip Fig. II.2 40 Page 20

22 Trattamento DS-SS in ricezione (1/3) Dal segnale a radio frequenza si passa con una demodulazione ad un segnale filtrato passa-basso. Quest ultimo è l ingresso ad un correlatore che opera sul segnale di espansione. L uscita del correlatore è inviata ad un dispositivo di decisione, che restituisce i dati di utente. Questa catena di trattamenti del segnale ricevuto sul canale a radio-frequenza è illustrata in Fig. II.3. la formazione del segnale dati a partire dal segnale a valle del demodulatore è mostrata in Fig. II Trattamento DS-SS in ricezione (2/3) RICEVITORE Segnale filtrato segnale ricevuto passa-basso demodulatore X correlatore prodotti integratore Somme campionate decisione Dati di utente Portante radio Segnale di espansione Fig. II.3 42 Page 21

23 Trattamento DS-SS in ricezione (3/3) Segnale SS T c XOR Trattamento in ricezione T b Segnale di espansione = Dati di utente 0 1 T b : intervallo di bit T c : intervallo di chip Fig. II.4 43 Correlatore (1/2) Il cuore del ricevitore DS-SS è quindi un correlatore che opera un filtraggio passa-basso sul risultato dell operazione di compressione (despreading) e che equivale a un filtro adattato al segnale di espansione. È infatti noto che, in presenza di particolari condizioni di disturbo (rumore additivo bianco), questo filtro adattato può essere realizzato nella forma di un correlatore che opera sul segnale espanso s(t) uscente dalla sezione RF e sullo stesso segnale di espansione c(t) utilizzato in trasmissione. 44 Page 22

24 Correlatore (2/2) Se il canale tra trasmettitore e ricevitore può essere modellato con un filtro ideale e con un rumore additivo bianco, la ricezione ottima di un segnale DS- SS si attua integrando nel tempo il prodotto s(t)c(t) dei segnali s(t) e c(t), con il vincolo che quest ultimo sia sincronizzato con il primo; l intervallo di integrazione per la rivelazione dell n-esimo bit del segnale di utente è quello nt b (n+1)t b, avendo indicato con T b l intervallo di bit. Questo integratore e il dispositivo che effettua la moltiplicazione s(t)c(t) costituiscono il correlatore di un ricevitore per segnale DS-SS. 45 Operatività del correlatore (1/7) Per fornire una illustrazione intuitiva dell operatività del correlatore come componente di base in un ricevitore DS-SS, facciamo riferimento ai casi illustrati nelle Figg. II.5, II.6 e II.7, che riguardano un trasferimento di una sequenza di dati di utente nella quale si ha alternanza regolare di 1 e 1e assenza di rumore additivo; segnale di espansione c(t) con intervallo di chip T c, che è uguale a 1/8 dell intervallo di bit T b. 46 Page 23

25 Operatività del correlatore (2/7) Ciascuna delle tre figure riporta nell ordine, dall alto verso il basso, la forma d onda del segnale espanso s(t) all ingresso del correlatore; segnale di espansione c(t) all ingresso del correlatore; segnale all uscita dell operazione di prodotto s(t)c(t). Infine l ultima forma d onda nelle figure riguarda il risultato dell integrazione 1 b T b T 0 s t c t d t, mentre il segno rappresenta il valore sottoposto al rivelatore di soglia. 47 Operatività del correlatore (3/7) T c Segnale ricevuto s(t) t Segnale di espansione c(t) t Segnale prodotto s(t)c(t) t T 1 b s t c t dt T b 0 T b 1 T b T c intervallo di bit intervallo di chip t 1 Fig. II.5 48 Page 24

26 Operatività del correlatore (4/7) T c Segnale ricevuto s(t) t Segnale di espansione c(t) t Segnale prodotto s(t)c(t) t T 1 b s t c t dt T b 0 1/2 T b 0 T b T c 1/2 intervallo di bit intervallo di chip 0 t Fig. II.6 49 Operatività del correlatore (5/7) T c Segnale ricevuto s(t) t Segnale di espansione c(t) t Segnale prodotto s(t)c(t) t T 1 b s t c t dt T b 0 T b 1/8 0 T b T c 1/8 intervallo di bit intervallo di chip t 1/4 Fig.II.7 50 Page 25

27 Operatività del correlatore (6/7) Entrando nello specifico nella Fig. II.5, la correlazione è effettuata sul segnale espanso s(t) e sul suo pertinente segnale di espansione c(t) supposto in condizioni di sincronismo; nella Fig.II.6, la correlazione è effettuata sullo stesso segnale espanso considerato nella Fig. II.5 e su un segnale di espansione che è ortogonale a quello utilizzato nella Fig. II.5 e che quindi non è pertinente a s(t); nella Fig. II.7, la correlazione è effettuata su un segnale espanso che, rispetto a quello considerato nella Fig.II.5, è ritardato di T b /8 e su un segnale di espansione che è lo stesso considerato in Fig.II.5 e che quindi è pertinente a quest ultimo. 51 Operatività del correlatore (7/7) Come si vede dalla Fig.II.5, se si correlano un segnale espanso e il suo pertinente segnale di espansione, tra loro in condizioni di sincronismo, il decisore è in grado di rivelare correttamente la sequenza di dati trasferita. Se invece, come appare in Fig.II.6, la correlazione è effettuata su un segnale espanso e su un segnale di espansione che è ortogonale a quello pertinente, non è consentito al decisore di rivelare valori corretti. Infine se, come in Fig.II.7, si correlano un segnale espanso e il suo pertinente segnale di espansione senza condizioni di sincronismo, il risultato è ancora una decisione errata. 52 Page 26

28 II. Tecniche di trasmissione a spettro espanso II.3 Trattamento FH-SS 53 Trattamento FH-SS (1/5) Variazioni discrete della frequenza portante. la sequenza di cambiamenti di frequenza determinata attraverso una sequenza PN; Due versioni (cfr. Fig. II.8) salto veloce: varie frequenze per bit di utente; salto lento: vari bit di utente per frequenza. Nelle Figg. II.9 e II.10 sono rappresentati gli schemi di principio per un trasmettitore e per un ricevitore FH-SS. 54 Page 27

29 Trattamento FH-SS (2/5) T b Dati di utente t f T d f 3 f 2 f 1 Salto lento (3 bit/salto) f T d t f 3 f 2 f 1 Salto veloce (3 salti/bit) t T b : periodo di bit - T d tempo di stazionamento Fig. II.8 55 Trattamento FH-SS (3/5) Vantaggi. fading selettivo in frequenza e interfe-renza limitati a breve periodo; implementazione semplice; usa solo una piccola porzione dello spettro ad ogni istante. Svantaggi non robusto come il DS SS; più semplice da intercettare 56 Page 28

30 Trattamento FH-SS (4/5) TRASMETTITORE Dati di utente modulatore Segnale a banda stretta modulatore Segnale trasmesso espanso Sintetizzatore di frequenza Sequenza di salto Fig. II.9 57 Trattamento FH-SS (5/5) RICEVITORE Segnale ricevuto Segnale a banda stretta Dati di utente demodulatore demodulatore Sequenza di salto Sintetizzatore di frequenza Fig. II Page 29

31 II. Tecniche di trasmissione a spettro espanso II.4 Immunità all interferenza di un sistema SS 59 Immunità all interferenza di un segnale DS-SS (1/3) Supponiamo che il segnale DS-SS s(t) sia disturbato da un segnale n(t) intenzionalmente interferente. All ingresso del ricevitore si ha allora r(t) = s(t) + n(t) = A c m(t) c(t) cos 0 t + n J (t) n J (t) = A J cos 0 t Al ricevitore si effettua una compressione spettrale (Despreading) pilotata da un generatore di codice PN sincrono con il segnale ricevuto. 60 Page 30

32 Immunità all interferenza di un segnale DS-SS (2/3) L uscita del compressore è v 1 (t) = A c m(t) cos 0 t + A J c (t) cos 0 t dato che c 2 (t) = (± 1) 2 = 1 Il segnale BPSK DS-SS è tornato ad essere un segnale BPSK e quindi la banda passante è passata dal valore 2R c all ingresso del ricevitore al valore 2 R b con un fattore di compressione R c /R b. 61 Immunità all interferenza di un segnale DS-SS (3/3) A valle dell operazione di demodulazione e all ingresso del filtro passa-basso, risulta v 2 (t) = A c m(t) + A J c (t). All uscita del filtro passa-basso la potenza della componente di disturbo è 2 AJ P, R / R n 3 c b mentre quella all ingresso del filtro è uguale a 2 A J. 62 Page 31

33 DSP (approssimata) di un segnale BPSK-DS-SS (1/2) Nella figura II.11 viene mostrato lo spettro di densità di potenza (DSP) in forma approssimata come convoluzione dei DSP P m (f) del segnale-dati m(t) con ritmo binario R b P c (f) del segnale di espansione c(t) conritmo chip R c. di 63 DSP (approssimata) di un segnale BPSK-DS-SS (2/2) P m (f) 1 / 2R b 1 / 2R c - R b + R b P c (f) A2 c 2R c - R c P f = 2 A P f * P f + R g c m c c Fig. II Page 32

34 Effetto dell espansione sull interferenza (1/3) La Figura II.12 mostra l effetto dell espansione su interferenze a banda stretta e larga. Le Figg. II.12.i) e II.12.ii) riguardano l operatività del trasmettitore e mostrano i DSP (in forma approssimata) del segnale di utente a monte e a valle dell espansione. 65 Effetto dell espansione sull interferenza (2/3) Invece le Figg. II.12.iii), II.12.iv) e II.12.v) si riferiscono al ricevitore; in particolare la Fig. II.12.iii) mostra la sovrapposizione,a monte della compressione dei DSP del segnale SS ricevuto e di interferenze a larga banda e a banda stretta; le Figg. II.12.iv) e II.12.v) considerano l effetto della compressione e della successiva operazione di filtraggio passa-basso. 66 Page 33

35 Effetto dell espansione sull interferenza (3/3) P(f) P(f) i) f ii) f Segnale di utente Interferenza larga banda Interferenza banda stretta TRASMETTITORE P(f) P(f) P(f) iii) iv) v) f RICEVITORE f f Fig. II III. TECNICHE DI TRASMISSIONE OFDM Page 34

36 III. Tecniche di trasmissione OFDM III.1 Trasmissione multi-portante e l OFDM 69 Trasmissione multi-portante e l OFDM (1/4) In una trasmissione multi-portante un singolo flusso di dati (segnale di ingresso) è trasmesso su un certo numero di sotto-portanti a banda stretta tra loro adiacenti, in modo che la banda complessiva così occupata non sia sostanzialmente modificata rispetto a quella richiesta per trasferire lo stesso segnale di ingresso su una singola portante. Il vantaggio di questa tecnica risiede nel fatto che il segnale trasferito su ogni sotto-portante, se la banda da questa resa disponibile è sufficientemente stretta, può subire una distorsione lineare talmente ridotta da non richiedere operazioni di equalizzazione. 70 Page 35

37 Trasmissione multi-portante e l OFDM (2/4) L OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) è una particolare tecnica di trasmissione multi-portante nella quale,con un accorta scelta della distanza tra sotto-portanti adiacenti, si riesce a minimizzare tale distanza a parità dell intervallo tra i simboli del flusso di dati attribuito a ogni sottoportante; evitare, al tempo stesso, l interferenza tra le sottoportanti in cui viene suddivisa la banda disponibile. 71 Trasmissione multi-portante e l OFDM (3/4) L attuale successo di questa tecnica, che si manifesta nella sua adozione in sistemi di comunicazione wireless a larga banda, operanti in presenza di fenomeni di fading a breve termine di elevata entità, risiede nella sua possibilità di realizzazione relativamente agevole impiegando un noto algoritmo della tecnica di elaborazione numerica dei segnali; nella sua possibilità di fronteggiare con successo la dispersione dei ritardi (delay spread) prodotta da cammini multipli. 72 Page 36

38 Trasmissione multi-portante e l OFDM (4/4) Circa la capacità trasmissiva che un sistema OFDM è in grado di assicurare, occorre conside-rare che, in ogni intervallo di simbolo del segnale di ingresso, si trasmette in parallelo un elevato numero di bit, dato dal numero di bit che ciascu-na sotto-portante trasferisce in un simbolo (pos-sono essere due con una modulazione 4PSK fino a 6 con la modulazione 64QAM) moltiplicato per il numero di sotto-portanti utilizzate. Si possono così raggiungere capacità trasmis-sive di valore anche molto elevato. 73 III. Tecniche di trasmissione OFDM III.2 Trattamenti OFDM in banda-base 74 Page 37

39 Trattamento OFDM in trasmissione (1/10) Per chiarire le linee guida del trattamento in trasmissione, utilizziamo la Fig. III.1, ove è rappresentato lo schema di principio di un trasmettitore per la parte riguardante l elaborazione del se-gnale di ingresso in banda base e, quindi, per la formazione del segnale OFDM. Precisiamo però subito che trattasi di uno schema puramente funzionale, che, come sarà chiarito successivamente, non corrisponde a una rappresentazione delle modalità realizzative di un trasmettitore OFDM. 75 Trattamento OFDM in trasmissione (2/10) b k (0) x w T (t)exp (j2πf 0 t) m (t) Conversione serieparallelo b k (1) b k (N 1) x x w T (t)exp (j2πf 1 t) w T (t)exp (j2πf N 1 t) + s k (t) (t ϵ I k ; k = 0,1, ) Fig. III.1 76 Page 38

40 Trattamento OFDM in trasmissione (3/10) Il segnale di ingresso m(t) nella Fig. III.1 è descritto da una sequenza di simboli (sequenza di ingresso) in generale complessi, risultanti (ad esempio) da una codifica di canale su un flusso informativo binario e da una modulazione multi-livello del tipo QPSK o QAM. Indichiamo con T d l intervallo di simbolo tra gli elementi della sequenza di ingresso; N il numero di sotto-portanti del sistema. 77 Trattamento OFDM in trasmissione (4/10) In Fig. III.1, un convertitore serie-parallelo provvede a suddividere la sequenza di ingresso in blocchi (blocchi OFDM), ciascuno dei quali è formato da N simboli; è emesso a intervallo regolare uguale a T. I simboli componenti ogni blocco vengono parallelizzati sulle N uscite del convertitore. 78 Page 39

41 Trattamento OFDM in trasmissione (5/10) Indichiamo con b k il blocco OFDM emesso al passo temporale kt, (k = 0,1, ); b k (n) il simbolo n-esimo (n = 0,1,, N 1) del blocco b k. Conseguentemente {b k (n)} è la sotto-sequenza n-esima, i cui elementi b k (n), al variare dell indice k, hanno un inter-vallo T che è uguale a N volte l intervallo T d della sequen-za di ingresso: T = NT d. (III.1) A valle del convertitore serie-parallelo c è un banco di N modulatori, l n-esimo dei quali opera sulla sequenza {b k (n)} ed è pilotato da una sotto-portante di frequenza f n. 79 Trattamento OFDM in trasmissione (6/10) Supponiamo che tutti i modulatori utilizzino un unico impulso w T (t) di durata finita non superiore a T; le frequenze sotto-portanti siano scelte con spaziatura f uniforme nell intorno della frequenza f = 0 e nell intervallo N f cioè N / 2 1 ; / 2 fn f N fn n f, n,,..., N (III.2) 80 Page 40

42 Trattamento OFDM in trasmissione (7/10) Per effetto di queste posizioni, l inviluppo complesso dell uscita dell n-esimo modulatore in corrispondenza del blocco b k è dato dalla relazione s k n, t bk n wt t kt exp j2 fnt, che, per l ipotesi sulla durata massima di w T (t), ha validità limitata all intervallo Ik kt t k 1 T, k 0, 1,.... (III.3) 8 Dato che le uscite degli N modulatori vengono aggregate per formare il segnale OFDM, l inviluppo complesso di questo segnale associato al blocco b k è esprimibile con N 1 exp 2,. 9 s t w t kt b n j f t t I k T k n k n 0 (III.4) 81 Trattamento OFDM in trasmissione (8/10) Il generico blocco OFDM di indice k è quindi rappresentato in modo completo da un segnale (in forma di inviluppo complesso) che occupa un intervallo di tempo I k avente durata limitata T; poichéi simboli b k (n) si susseguono, al variare dell indice k, senza soluzione di continuità, l unione di tutti gli intervalli I k copre l intero asse dei tempi. 82 Page 41

43 Trattamento OFDM in trasmissione (9/10) Nel seguito, per semplicità notazionale, viene considerata la trasmissione del solo blocco OFDM di indice k =0;si potrà quindi omettere nella (III.4) l indice del blocco; la (III.4) diventa allora: N 1 s t b n g T t, n, t I, (III.5) 10 n 0 ove I indica l intervallo I 0 definito dalla (III.3) e ove, exp 2, ; 0, 1,..., 1 11 g t n w t j f t t I n N T T n (III.6) è una famiglia di N segnali in forma di inviluppo complesso, che sono caratterizzanti per il trattamento OFDM in trasmissione 83 Trattamento OFDM in trasmissione (10/10) I segnali definiti dalla (III.6) sono di durata limitata T nella cosiddetta finestra in trasmissione; a meno del termine w T (t) e in base alla (III.2), sono periodici di periodo uguale a 1/ f. Queste due proprietà si riflettono ovviamente anche sul segnale s(t) espresso dalla (III.5). 84 Page 42

44 Trattamento OFDM in ricezione (1/11) In ricezione, come mostrato in Fig. III.2, il segnale ricevuto a valle della sezione RF, viene sottoposto a un banco di N correlatori, che calcolano la correlazione mutua dell inviluppo complesso del segnale ricevuto con una famiglia di N segnali, in forma di inviluppo complesso, definita da g t, n w t exp j2 f t, t I; n 01,,..., N 1 (III.7) 12 R R n in cui w R (t) è un impulso comune a tutti i segnali della famiglia e supposto di durata limitata T 1 inferiore a T T 1 < T. (III.8) 85 Trattamento OFDM in ricezione (2/11) La famiglia di segnali definita dalla (III.7) svolge un ruolo analogo a quello della famiglia (III.6), ma con riferimento al trattamento in ricezione; circa le loro proprietà, i segnali forniti dalla (III.7) sono di durata limitata T 1 nella cosiddetta finestra in ricezione; a meno del termine w R (t), sono periodici di periodo 1/ f. 86 Page 43

45 Trattamento OFDM in ricezione (3/11) w R (t)exp (j2πf 0 t) s (t) x x x Iort w R (t)exp (j2πf 1 t) Iort w R (t)exp (j2πf N 1 t) Iort Conversione parallelo-serie m(t) Fig. III.2 87 Trattamento OFDM in ricezione (4/11) Naturalmente per l operatività di questo ricevitore, occorre assicurare che tra il generatore dei segnali g R (t,n) e l integratore che compone ciascun correlatore sia assicurato un sincronismo di blocco, per identificare l inizio e la fine dell intervallo I. 88 Page 44

46 Trattamento OFDM in ricezione (5/11) La scelta di segnali del tipo definito dalla (III.7) come ingresso di una mutua correlazione con il segnale ricevuto nell intervallo I consente di estrarre da quest ultimo gli elementi del blocco b; per questo scopo è però necessario assumere la spaziatura f delle frequenze sotto-portanti data da 1 f, (III.9) 14 T 1 ove T 1 è la già definita larghezza della finestra in ricezione. 89 Trattamento OFDM in ricezione (6/11) Infatti, supponiamo che valga la (III.9); i due impulsi w T (t) ew R (t) siano scelti di forma rettangolare, con ampiezze uguali a 1 e 1/T 1 rispettivamente e con le durate precedentemente precisate; cioè, come mostrato in Fig. III.3, sia 1 TG t T1 wt t 0 altrove (III.10) 15 1/T1 0 t T1 wr t 0 altrove in cui T G = T T 1 è la durata del cosiddetto intervallo di guardia, avente lo scopo chiarito nel seguito. 90 Page 45

47 Trattamento OFDM in ricezione (7/11) w T (t) T 1 t w R (t) 1/T 1 t Intervallo di guardia Intervallo di ortonormalità Fig. III.3 T G T 1 91 Trattamento OFDM in ricezione (8/11) Con queste ipotesi le famiglie g T (t,r) e g R (t,s), definite dalle (III.6) e (III.7) rispettivamente, se in accordo con la (III.9) risulta f =1/T 1, sono ortonormali su un intervallo I ort definito da e chiamato nel seguito intervallo di ortonormalità. I 0 t T (III.11) 16 ort 1 92 Page 46

48 Trattamento OFDM in ricezione (9/11) Infatti, se si indica con * l operazione di coniugazione su un numero complesso e se si tiene conto delle (III.6), (III.7), (III.9), (III.10) e (III.11) risulta Iort T1 * 1 t g T t,r g R t,s dt exp j2 r s dt T T exp j 2 r s r s N 1 (III.12) 17 j2 r s 0 altrove. 93 Trattamento OFDM in ricezione (10/11) La ortonormalità delle famiglie (III.6) e (III.7) assicura che il simbolo b(r), (r =0,1,,N 1) affidato alla sotto-portante di indice r è semplicemente dato dalla correlazione mutua tra s(t) e g R (t,r) sull intervallo I ort ; per convincersene basta osservare che dalle (III.5), (III.7 e (III.12) si ottiene Iort N 1 * * s t g R t,r d t b n g T t,n g R t,r d t b r. (III.13) 18 n 0 Iort 94 Page 47

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