PROGETTO DI UN AMPLIFICATORE BILANCIATO ED UNO DIFFERENZIALE E CONFRONTO DELLE LORO PRESTAZIONI IN APPLICAZIONI DI TIPO RADIOASTRONOMICO

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1 1 PROGETTO DI UN AMPLIFICATORE BILANCIATO ED UNO DIFFERENZIALE E CONFRONTO DELLE LORO PRESTAZIONI IN APPLICAZIONI DI TIPO RADIOASTRONOMICO M. Poloni, F. Perini, C. Carlotti Rapporto Interno IRA N 363/04 Revisori: S. Montebugnoli, G. Bianchi, F. Ghelfi

2 Indice: Introduzione Capitolo 1: L amplificatore Bilanciato 1.1 Generalità. 1. Caratteristiche dell Amplificatore Bilanciato. Capitolo : L amplificatore Differenziale.1 Generalità.. Caratteristiche dell Amplificatore Differenziale..3 La configurazione Cascole. Capitolo 3: Ipotesi e considerazioni di Progetto. 3.1 Considerazioni di progetto dell Amplificatore Bilanciato. 3. Considerazioni di progetto dell Amplificatore Differenziale. Capitolo 4: Progetti e Realizzazioni 4.1 Progetto e realizzazione dell Amplificatore Bilanciato. 4. Progetto e realizzazione dell Amplificatore Differenziale. Capitolo 5: Presentazione dei Risultati ottenuti 5.1 Amplificatore Bilanciato. 5. Amplificatore Differenziale. Confronto di prestazioni tra le due architetture. Capitolo 6: Conclusioni 6.1 L amplificatore Bilanciato 6. L amplificatore Differenziale References.

3 3 INTRODUZIONE Questo rapporto interno risulta essere un estratto di una tesi sviluppata presso la Stazione Radioastronomia di Medicina (IRA INAF). Il presente lavoro è dedicato in particolar modo alla trasformazione del radiotelescopio Croce del Nord in un dimostratore italiano da presentare nell ambito del Progetto SKA. A questo proposito, è stato pianificato un upgrade sostanziale della Croce al fine di trasformarla in uno strumento più sensibile e più flessibile. L idea dello SKA Engineering Group prevede il progetto e lo sviluppo di nuovi front-end a basso rumore ed elevata dinamica, vector modulator, mixer e link ottici analogici a basso costo. Inoltre, il nuovo hardware installato permetterà di studiare e applicare gli algoritmi digitali di beamforming (formazione del fascio) e reiezione delle interferenze, necessari ad un radiotelescopio di nuova generazione com è lo SKA. Con questa tesi ci si propone di sviluppare front-end a basso rumore ed ad alta dinamica il cui scopo è quello di portare ad una riduzione della temperatura di rumore di sistema e aprire così la strada a nuove applicazioni. Nonostante il progetto dei nuovi amplificatori ad architettura bilanciata e differenziale, oggetto di questa tesi, sia ottimizzato alla frequenza di 408MHz, le considerazioni svolte possono essere prese come punto di partenza per lo sviluppo di dispositivi attivi in grado di funzionare a frequenze più elevate. In questo rapporto viene presentata una descrizione generale delle due architetture considerate e dei risultati ottenuti. Il lavoro completo è disponibile presso la biblioteca della Stazione Radioastronomia di Medicina come tesi della Dott.sa Cinzia Carlotti. Nel Capitolo 1 e nel Capitolo verranno riassunti alcuni degli aspetti fondamentali rispettivamente dell architettura dell amplificatore bilanciato e dell architettura differenziale. Nel Capitolo 3 si introdurranno le considerazioni di base utilizzate nel progetto dei due dispositivi. Nel Capitolo 4 si presenteranno le osservazioni svolte nella fase di progetto mentre, nel Capitolo 5 verranno mostrati i risultati sperimentali ottenuti ed un primo confronto tra le due tipologie di LNA. Infine, nel Capitolo 6, le conclusioni relative al lavoro svolto.

4 4 Capitolo 1 L AMPLIFICATORE BILANCIATO 1.1 Generalità. L amplificatore bilanciato è una configurazione molto utilizzata negli amplificatori che funzionano nel range di frequenze delle microonde. Il suo schema generale è mostrato in Fig.1.1.(Ref[1],Ref.[]). Figura 1.1 Esso è un dispositivo in cui il segnale di ingresso viene diviso in due segnali, attraverso un 3dB Hybrid Coupler a Il segnale in uscita dalla porta 3 del primo accoppiatore è sfasato di 90 rispetto a quello in uscita dalla porta 4. I due segnali ottenuti vengono poi amplificati dai due amplificatori A e B e quindi ricombinati dal secondo 3dB Hybrid Coupler a 90. L amplificatore bilanciato gode delle seguenti proprietà: 1. L adattamento in ingresso e in uscita (a 50Ω) risulta realizzato sempre, anche se i singoli amplificatori non sono adattati. Questo significa che, per la struttura, sarà sempre S 11 = S = 0, purché gli amplificatori A e B siano uguali.. Il guadagno complessivo della struttura coincide con il guadagno di ciascuno dei due amplificatori A e B, e, di conseguenza, la stessa cosa vale per la sua figura di rumore. 3. La potenza di uscita della struttura complessiva è doppia rispetto alla potenza che si potrebbe, teoricamente, avere all uscita di ciascuno dei due amplificatori A e B. 1 Un accoppiatore ibrido a 90 gradi è un 4 porte passivo, reciproco e privo di perdite, che risulta essere sempre adattato. La proprietà caratteristica dell accoppiatore è che, per ogni porta che viene alimentata, la potenza si suddivide equamente fra le due porte laterali rispetto alla porta eccitata. La porta rimanente viene caricata con 50Ω. In particolare, alimentando la porta 1, metà della potenza finisce sulla porta 4 con uno sfasamento ideale di zero gradi, mentre, l altra metà finisce sulla porta 3 con uno sfasamento di 90 gradi. Alla porta non ci sarà segnale.

5 5 Tali proprietà possono essere verificate svolgendo le seguenti considerazioni. La prima proprietà enunciata risulta verificata proprio in virtù delle caratteristiche della matrice S del dispositivo. Infanti, l adattamento di ingresso e di uscita sono determinati, rispettivamente, dalle relazioni: S S b 1 = e I 1 11 = 11A S11B a IN 1 ( S ) ( S ) = B SA Da queste, risulta evidente che, per avere adattamento in ingresso e in uscita dal dispositivo complessivo, non è necessario che i singoli amplificatori siano adattati, cioè non è necessario avere S 11A = S A = S 11B = S B = 0. Per avere l adattamento, basta, infatti, che i due amplificatori siano uguali e cioè che S 11A = S 11B e S A = S B. Si passi adesso al calcolo di S 1, che può essere espresso come: π j bout e 1 = = 1A S1B a IN ( S ) S + Con calcoli del tutto analoghi si arriva all espressione: π j e 1 = 1A S1B ( S ) S + Il guadagno dell amplificatore bilanciato, risulterà, quindi, pari a: 1 G tot = s1a + s 4 1B In particolare, se i due amplificatori sono uguali, risulterà: G tot = s 1A Se gli amplificatori sono uguali, quindi, si vede che il guadagno complessivo coincide con quello di ciascun amplificatore e risulta, quindi, verificata la seconda proprietà enunciata all inizio della trattazione. Per quanto riguarda la potenza, si verifica, la seguente relazione: 1 O 1 P OUTA = a 3 = S1A a IN = P 4 OUTB La P OUT complessiva del sistema risulta:

6 6 1 1 P OUT = bout = S1 a IN = POUTA = P OUTB La potenza in uscita al dispositivo complessivo, risulta, quindi, il doppio di quella disponibile all uscita dei singoli amplificatori. 1. Caratteristiche dell amplificatore bilanciato. Come abbiamo visto in precedenza, gli obbiettivi principali, di cui si deve tenere conto nella progettazione di un amplificatore a basso rumore, sono: Una bassa figura di rumore Un guadagno adeguato La stabilità Per raggiungere questi obbiettivi, negli amplificatori a basso rumore, che lavorano nello spettro delle microonde, è molto utilizzato l amplificatore bilanciato, grazie al suo basso rumore, alle basse perdite e ad una stabilità migliore, se paragonato ad un generico amplificatore a singolo stadio. I vantaggi e gli svantaggi nell utilizzo di una configurazione bilanciata rispetto ad una configurazione a stadio singolo sono riassunti in Tabella 1 (Ref. [3]). Single ended Balanced amplifier Input/output Return Loss Fair or poor Excellent Optimum noise figure Source Matching With Better Input Return Loss Performance Stability In Temperature Difficult Poor and depend on the selected components Very easy and excellent Excellent Unconditional Stable Difficult Easier Performance Stability With Component Variation Poor Excellent IP db better P1db -- 3 db better Total Power Consumption 3 db less -- Reliability -- time higher Cost time less Cost time less Integration Excellent Difficult Size Small Larger Tabella 1. Confronto tra amplificatore bilanciato e singolo stadio.

7 7 Altri vantaggi dell amplificatore possono essere (Ref.[4]): 1 possibilità di connettere più amplificatori bilanciati in cascata, in virtù del fatto che ciascuno di essi è isolato dai 3dB Hybrid Coupler. qualora uno dei due amplificatori interni all amplificatore bilanciato si rompesse, il dispositivo continua a lavorare anche se con guadagno 4 volte inferiore. 3 laddove siano richiesti guadagni molto alti (superiori anche a 30dB) un amplificatore bilanciato è da preferire ai single ended poiché, a causa di mismatches, sia il guadagno complessivo che la fase possono subire variazioni. Si potrebbe ovviare a queste variazioni mettendo degli isolatori tra i vari stadi: ciò però aumenta la noise figure complessiva. 4 sono dispositivi molto più stabili dei single ended. Ciò è dovuto al fatto che gli stadi intermedi di amplificazione vedono al loro ingresso ed alla loro uscita dei carichi da 50Ω. 5 sono amplificatori in genere di tipo broadband. Presentano una buona piattezza in banda del guadagno ed hanno VSWR, sia in ingresso sia in uscita, molto buoni. La banda è limitata dai 3dB Hybrid Coupler (in genere ottave). 6 la potenza in uscita dall amplificatore bilanciato è doppia rispetto al caso single ended. Ciò avviene proprio grazie alla divisione del segnale in due parti. I dispositivi possono essere quindi spinti di più prima che vadano in saturazione. 7 cancellazione nel carico, dei prodotti e delle armoniche del tipo F1+F, F+F1, 3F1, 3F, e attenuazione di 3dB dei prodotti del tipo F1-F, F1+F, F1, F. Ciò permette di avere un punto di intercetta di 3dB più alto, rispetto allo stadio singolo. Svantaggi: 1 Doppio numero di dispositivi attivi e quindi doppio consumo di potenza. Dimensioni del circuito doppie rispetto al caso single ended. 3 Sono dispositivi più complessi da realizzare. Fatte queste considerazioni, è comunque necessario tenere conto del fatto che le proprietà dell amplificatore bilanciato risultano valide, solo in relazione a quanto i due amplificatori a singolo stadio utilizzati sono uguali. Nella realtà, avere due amplificatori identici risulta impossibile e quindi, anche le proprietà dell amplificatore non sono verificate con precisione. Questo significa, per esempio, che non si ha un adattamento perfetto e nemmeno un perfetto raddoppio di potenza. In più, nel caso reale, le imperfezioni negli accoppiatori e le discontinuità nei circuiti, impedendo un perfetto adattamento, limitano il return loss di ingresso da 15dB fino ad un massimo di 0dB. Infine, dal punto di vista del rumore, si ha una certa degradazione, rispetto al caso dei singoli amplificatori, a causa del rumore aggiunto dalle terminazioni adattate. Inoltre, la figura di rumore risulta collegata al return loss; In particolare, se si vuole una figura di rumore piccola, il return loss deve essere il più basso possibile.

8 8 Capitolo L AMPLIFICATORE DIFFERENZIALE.1 Generalità (Ref.[5]) La struttura differenziale è utilizzata, principalmente, in quelle applicazioni in cui è necessario amplificare la differenza di due segnali, eliminando le componenti indesiderate comuni ai due ingressi. In questo modo, in uscita vengono eliminate eventuali componenti continue sovrapposte al segnale di ingresso come, per esempio, i drift termici. Come schema a blocchi dell amplificatore differenziale, viene utilizzato quello mostrato in Fig..1. Figura.. Schema a blocchi di un amplificatore differenziale I due ingressi sono definiti, rispettivamente, non invertente e invertente. La differenza tra i due risiede nel fatto che, nel caso invertente, il segnale di uscita è sfasato di 180 rispetto al segnale applicato a quell ingresso mentre, nel caso non invertente, il segnale di uscita risulta in fase con esso. Ipotizzando che il guadagno dell amplificatore sia Ad, in virtù del fatto che la caratteristica di questa configurazione è quella di amplificare la differenza tra i due segnali di ingresso, nel caso ideale si ha che: V OUT = ( V1 V ) Ad Ciò significa che, se V 1= V, la tensione di uscita, Nel caso reale, però, V 1 e relazione precedente diviene, quindi: V OUT, è nulla. V possono subire amplificazioni leggermente diverse. La V OUT = ( A V A V ) 1 1 Detto questo, è possibile definire: Ad = ( A1 A ) Guadagno Differenziale ( A1 + A ) Ac = Guadagno di Modo Comune

9 9 Qualsiasi combinazione di due generici segnali, V 1 e V, sugli ingressi dell amplificatore, può, inoltre, essere scomposta in: Tensione di ingresso di modo differenziale: Vid = ( V1 V ) ( V + V ) Tensione di ingresso di modo comune: In Fig..3, è rappresentato il segnale di ingresso di un amplificatore differenziale, attraverso le sue componenti di modo comune e differenziale. V ic = 1 Figura.3: Tensioni di Modo Differenziale ed di Modo Comune Come si può notare, è possibile esprimere V 1 e V come: V1 = Vic V = V ic + ( V ) id V ( ) id La tensione di uscita può essere espressa in termini di V id e V ic secondo la relazione: V OUT = A d V id + A c V ic = A d ( V V ) 1 + A c ( V + V ) 1 Il guadagno di modo comune e differenziale, sono dati, in questo caso da: Voc A c = guadagno di modo comune Vic Vod A d = guadagno di modo differenziale V id

10 10. Caratteristiche dell Amplificatore Differenziale (Ref. [6],[7]). Nel calcolo del guadagno di modo differenziale, si ipotizzi nulla la componente di modo comune. Il segnale di uscita dell amplificatore differenziale può essere preso sia in modo differenziale, cioè tra i due collettori, sia in modo sbilanciato (singleended), cioè tra un collettore e massa. Si possono definire tre guadagni: Il guadagno di uscita differenziale: A = g gmr C Il guadagno di uscita a single-ended di Q1: Ad1 = gmr C Il guadagno di uscita a single-ended di Q: Ad1 = Per valutare il guadagno di modo comune, invece, si ipotizzano nulle le componenti differenziali della tensione di segnale. In questo caso si possono definire due guadagni: d m R C Guadagno di uscita differenziale di modo comune: Ac=0 Guadagno di uscita a single-ended di modo comune di Q1 e Q: dove R è la resistenza caratteristica del generatore di corrente. αr A = C c R, In conclusione: Il guadagno differenziale deve essere grande, mentre, il guadagno di modo comune deve essere il più piccolo possibile. L amplificatore differenziale amplifica, effettivamente, solo la differenza tra due segnali Il guadagno differenziale appare molto simile a quello della configurazione ad emettitore comune Altra grandezza caratteristica è il CMRR(Common Mode Rejection Ratio) cioè il rapporto di reiezione di modo-comune. Tale parametro consente di misurare le performance dell amplificatore differenziale. Il CMRR, definito come il rapporto tra il guadagno di tensione di modo differenziale e il guadagno di tensione di modo comune: CMRR = A A d c Tale parametro indica l attitudine a non amplificare segnali comuni ai due ingressi. E possibile, infatti, esprimere la tensione di uscita in funzione del CMRR: V OUT = A V c c + A V d d Vc = Ad Vd + CMRR Il termine V c /CMRR rappresenta quello che rimane del segnale di modo comune; esso indica, cioè, quanto i segnali di modo comune vengono reiettati.

11 11.3 La configurazione CASCODE (Ref. [8],[9]). La sua forma differenziale e il relativo elemento base sono mostrati in Fig..3. Figura.3. Forma differenziale dell amplificatore cascode e relativo mezzo circuito differenziale. La ricerca bibliografica in materia di realizzazione di Low Noise Amplifier ad architettura differenziale, ha messo in luce che la configurazione più spesso utilizzata, alle alte frequenze, è la configurazione cascode. Nella sua forma più generica, l architettura cascode è costituita da uno stadio ad emettitore comune, seguito da uno stadio a base comune. La coppia, formata da Q1 e Q, costituisce il differenziale di base che, per segnali di ingresso differenziali, funziona come un amplificatore ad emettitore comune. La coppia Q3 e Q4 rappresenta un amplificatore differenziale a base comune. La resistenza di carico, vista dal transistor Q1, non è più R c, ma diventa la resistenza di ingresso, r e, del transistore Q3, collegato a base comune. Tale resistenza di carico è molto più bassa di quella che si avrebbe in un normale differenziale e ciò comporta un drastico miglioramento della risposta in frequenza dell amplificatore. Una particolare configurazione di amplificatore differenziale è quella definita Folded Cascole (Fig..4). Il vantaggio di questo circuito, rispetto alla tradizionale configurazione cascode, sta nel fatto che il campo di variazione della tensione di modo comune in ingresso risulta maggiore.

12 1 Figura.4. Schema circuitale di un amplificatore Folded Cascode ad uscita singola. Un altro vantaggio del Folded Cascode è la sua minore sensibilità all effetto del rumore ad alta frequenza, sull alimentazione negativa. Tale configurazione è molto utilizzata in alta frequenza anche per ovviare al problema del prodotto guadagno-larghezza di banda. A tale proposito, è opportuno osservare che nella configurazione Folded Cascode ad uscita differenziale, il prodotto guadagno-larghezza di banda è un ottava più elevato rispetto alla configurazione con uscita singola. Nello sviluppo del progetto dell LNA ad architettura differenziale, si farà riferimento a questo tipo di schema.

13 13 Capitolo 3 IPOTESI E CONSIDERAZIONI DI PROGETTO 3.1 Considerazioni di progetto dell amplificatore bilanciato. Affrontare un progetto in cui si ottimizzano contemporaneamente adattamento e NF risulta alquanto difficoltoso. Nasce così l idea di sviluppare una architettura di tipo bilanciato. Grazie alle proprietà relative all adattamento di tale architettura, è infatti possibile progettare gli amplificatori a singolo stadio tenendo conto solo del rumore, senza avere specifiche sull adattamento. Quello che si vuole verificare è la possibilità di diminuire la noise figure a tal punto, da compensare l insertion loss e le perdite introdotte dagli splitter. In tal modo si avrebbe un LNA caratterizzato da un adattamento molto buono e da una noise figure paragonabile a quella di un amplificatore a stadio singolo. Al fine di verificare questa possibilità, si è partiti dal progetto di un LNA, sviluppato e realizzato all interno della Stazione Radioastronomica di Medicina, nell ambito del progetto SKA. Tale amplificatore verrà illustrato nel dettaglio nei paragrafi successivi. Le specifiche richieste per il progetto del bilanciato sono: Un guadagno il più elevato possibile. In particolare l S 1 deve essere almeno di 18dB. Una noise figure, al contrario, la più bassa possibile. Sarebbe preferibile rimanere attorno a 0.5dB. Tuttavia un sensibile miglioramento del guadagno o della dinamica dell amplificatore giustificano almeno in parte un aumento di tale valore. Un adattamento piuttosto buono. In generale si possono considerare accettabili anche -10dB, sempre che ciò favorisca l aumento del guadagno o la diminuzione della noise figure. Per quanto riguarda la frequenza di funzionamento, si richiede una larghezza di banda di almeno 16MHz, centrata sui 408MHz. In realtà, nella prospettiva di sostituire gli attuali dipoli con antenne a banda più larga, sarebbe consigliabile progettare l amplificatore in modo che la banda di funzionamento vada da 300MHz a 700MHz. Nel caso particolare dell amplificatore bilanciato, si presenta però il problema degli splitter a 90. Tali dispositivi sono infatti caratterizzati da una banda piuttosto stretta. La larghezza di banda del progetto risulterà quindi limitata dalla larghezza di banda dei componenti commerciali che si deciderà di utilizzare. In Fig.3.1 viene presentato lo schema circuitale dell LNA a singolo stadio, progettato e realizzato nell ambito del progetto IRA-SKA, da cui si è partiti per lo sviluppo dell amplificatore bilanciato.

14 14 Essendo esso un HEMT di tipo enhancement ha il vantaggio, rispetto agli HEMT tradizionali, di avere bisogno della sola alimentazione positiva. Nello schema vengono riportati anche i valori degli elementi circuitali che sono stati utilizzati. Figura 3.1 Il dispositivo attivo utilizzato in questo progetto è l E-PHEMT ATF dell Agilent Technologies (Ref.[9]). Tale dispositivo è stato scelto per il progetto in quanto presenta una bassa cifra di rumore (NFmin<0.dB a 408MHz), un alta dinamica (OIP3>3dBm) e un basso costo. Il punto di lavoro stabilito nell ambito di questo progetto è di 3V e 60mA. La scelta di reti di adattamento di tipo passa alto è stata determinata dal fatto che, come suggerito dal costruttore, si integrano facilmente con la rete di polarizzazione e favoriscono la stabilità in bassa frequenza del circuito (dato che ne diminuiscono il guadagno). La scelta di una rete di polarizzazione attiva consente, infine, di garantire una minore sensibilità del punto di lavoro del dispositivo, alle variazioni di temperatura. Un discorso a parte meritano le piste di source, indicate in figura con Ls1 e Ls. Tali induttanze agiscono infatti come retroazioni serie per il dispositivo. Il loro valore è molto critico e una sua variazione anche minima ha un forte impatto sull adattamento e sulla stabilità. La determinazione delle loro dimensioni e anche del numero di via hole, ad esse collegati, è stata oggetto di studi particolarmente approfonditi. Una volta individuata la struttura di partenza per il dispositivo a singolo stadio, è necessario realizzare l architettura bilanciata. A tal fine, un passo indispensabile nel

15 15 progetto dell amplificatore è la scelta dello splitter a 90. Innanzitutto, si deve ricordare che la noise figure complessiva risulta data dalla somma tra la noise figure dell amplificatore e l insertion loss dell accoppiatore. Dalla ricerca di mercato effettuata nel presente lavoro sono emersi diversi componenti le cui caratteristiche sono riassunte in Tabella. Marca Modello Frequenza [MHz] Insertion Loss(Typ) [db] Phase Unbalanced (Typ) (degrees) Amplitude Unbalanced (Typ) [db] Mini- HPQ-05W Circuits MiTeq M W10 Synergy SLQ-K Tabella. Splitter a 90 Per il progetto dell amplificatore sono stati infine scelti gli accoppiatori della Minicircuits, in quanto presentano l insertion loss inferiore. Se si fosse voluto implementare il progetto dell amplificatore a banda più larga, sarebbe invece stato opportuno scegliere gli splitter della Miteq i quali, pur non presentando una banda di 400MHz (richiesta eventualmente dalle specifiche), hanno comunque delle buone caratteristiche su 50MHz. 3. Considerazioni di progetto dell Amplificatore Differenziale. Il progetto dell amplificatore differenziale è stato sviluppato secondo i seguenti passi: Individuazione delle specifiche del progetto Scelta del dispositivo attivo Individuazione del punto di lavoro Individuazione di una architettura per le reti di adattamento di ingresso e di uscita del dispositivo attivo Indicazione dell architettura dello schema complessivo Nell ambito del progetto dell amplificatore differenziale saranno tenute in considerazione le specifiche già descritte in occasione del progetto dell amplificatore bilanciato. Anche in questo caso, infatti, il dispositivo trova collocazione subito al di sotto dei dipoli ed è, quindi, il primo elemento della catena di ricezione. Per questo motivo, esso deve presentare un elevato guadagno e una NF la più bassa possibile. Nel caso specifico dell amplificatore differenziale, contrariamente a quello che accadeva per l amplificatore bilanciato, l adattamento non è automaticamente garantito. Questo comporta che, nel progetto del dispositivo bisognerà prestare attenzione anche ai valori dell adattamento di ingresso e di uscita. Infine, per quanto riguarda la frequenza, lo scopo è quello di allargare la banda il più possibile. L obbiettivo sarebbe quello di arrivare alla realizzazione di amplificatori con banda compresa tra i 300MHz e i 700MHz.

16 16 E stata eseguita una opportuna ricerca di mercato al fine di individuare il miglior componente possibile. Sono state analizzate le caratteristiche di dispositivi sia ad architettura differenziale classica sia ad architettura cascole. I parametri principali vengono riassunti in Tabella 3. MARCA Dispositivo Tecnologia Tipo di Dispositivo NF Guadagno Motorola MBC13916 BiCMOS CASCODE 0.9dB a 900MhZ Philips BFE50 BJT DIFFERENZIALE 1.1dB a 900MHz Sanyo FH103 BJT PER 1.dB a APPLICAZIONI 900MHz DIFFERENZIALI Philips BFC505 BJT CASCODE 1.1dB a 500MHz Philips BFC50 BJT CASCODE 1.3dB a 900MHz Tabella 3 19dB a 900MHz 16dB a 900MHz 13dB a 900MHz db a 900MHz 31dB a 900MHz Come dispositivo da utilizzare nel progetto si è scelto l amplificatore con architettura cascode MBC13916 della Motorola. Esso presenta, infatti, la figura di rumore più piccola tra tutti i dispositivi considerati e il suo guadagno è abbastanza elevato. Inoltre, come si è detto in precedenza, l architettura cascode presenta, alle alte frequenze, delle caratteristiche molto migliori rispetto a quella differenziale tradizionale. una volta scelto il dispositivo attivo, il secondo passo del progetto riguarda l individuazione del punto di lavoro. la tensione di alimentazione può avere un valore compreso tra i.7v e i 5V. innanzitutto, analizzando le caratteristiche del componente, si può notare che avendo la polarizzazione on-chip, qualunque tipo di alimentazione si scelga, la corrente di assorbimento, I cc, ha comunque un valore molto basso. la scelta della tensione non sarà condizionata da questo parametro. per quanto riguarda il guadagno, attorno ai 500MHz, per qualunque tipo di alimentazione, non ci sono differenze sensibili. l alimentazione a 5V è, comunque, quella che porta ad un guadagno superiore. ovviamente, sarà questo il valore scelto. come architettura di base per le reti di adattamento e di polarizzazione del singolo dispositivo attivo, si fa riferimento a quella proposta nel data sheet del dispositivo. tuttavia, questo schema viene consigliato per applicazioni a 900mhz pertanto, nel progetto in esame, occorrerà apportare le opportune modifiche. In Fig.3. viene riportato lo schema a blocchi dell LNA differenziale. È fondamentale, per l ottimizzazione delle performance del sistema, che le reti di adattamento di ingresso e di uscita dei singoli dispositivi attivi siano assolutamente identiche.

17 17 Figura 3. Nel progetto del differenziale, però, non è possibile ottimizzare le reti dei dispositivi a singolo stadio, per poi formare la struttura complessiva solo in un secondo momento. Il guadagno e la NF del dispositivo a singolo stadio e del dispositivo complessivo, infatti, sono diversi, al contrario di quanto accadeva nell amplificatore bilanciato. Il progetto dell LNA differenziale prevedrà quindi che le simulazioni e le ottimizzazioni vengano fatte direttamente sulla struttura complessiva.

18 18 Capitolo 4 PROGETTO E REALIZZAZIONE 4.1 Progetto e realizzazione dell Amplificatore Bilanciato Terminata la fase di progetto del dispositivo, si è passati alla fase realizzativa. Il procedimento si è articolato nelle seguenti 3 fasi: Progettazione del layout del circuito Realizzazione del layout Montaggio dei componenti La progettazione del circuito in esame, così come ogni circuito a microonde, richiede l identificazione e la valutazione di diversi elementi quali: Individuazione dei componenti da utilizzare nel prototipo Determinazione della larghezza delle piste e della loro lunghezza Individuazione del layout più adatto alla struttura complessiva in esame Valutazione dell ingombro del circuito Nella fase di realizzazione del layout, è indispensabile conoscere le caratteristiche elettriche e fisiche del substrato dove verranno realizzate le piste. Il dielettrico scelto è vetronite (costante dielettrica pari a 4.7 e loss tangent di 0.0) nel quale sono depositati due strati di rame (spessore di 17.5µm). Lo spessore complessivo è di 1.6mm. Note queste caratteristiche ed il footprint dei componenti utilizzati, è possibile determinare la larghezza delle piste utilizzando il programma TXLine, uno strumento fornito dal software di simulazione MW Office 00. Quello che risulta è che le piste di segnale, alla frequenza di 408MHz e per una impedenza caratteristica di 50Ω, devono essere larghe.9mm. A questo punto bisogna determinare la lunghezza delle piste che caratterizzano il circuito. Anche questa infatti è piuttosto critica per il mantenimento delle performance del sistema. Si è infatti verificato che una variazione di 1mm nella lunghezza di una pista provoca, alla frequenza di 408MHz, una variazione di 1 grado sulla lunghezza elettrica. Purtroppo però la lunghezza delle piste sarà legata al posizionamento dello splitter. La presenza di quest ultimo porta infatti all inevitabile conseguenza di avere delle piste di ingresso e di uscita piuttosto lunghe. Infine, per quanto riguarda le piste della rete di polarizzazione, la loro larghezza non deve sottostare ad alcun vincolo, dato che questa per la continua non rappresenta un valore critico. Una volta individuata la lunghezza delle piste del dispositivo a singolo stadio, si pone il problema di determinare la struttura complessiva del layout dell amplificatore bilanciato. È infatti indispensabile, per il mantenimento delle performance dell amplificatore stesso, che i due dispositivi a stadio singolo siano il più possibile simmetrici.

19 19 L ostacolo che appare subito evidente è che il dispositivo attivo non è simmetrico. Questo significa che non sarà possibile mantenere la sua orientazione uguale in entrambi i rami, a meno di aumentare l ingombro complessivo del circuito. Dopo avere valutato diverse soluzioni di layout, quella migliore e più semplice da un punto di vista pratico e funzionale è sembrata quella di portare la continua a uno dei due amplificatori attraverso un bridge, realizzato con un filo fatto passare sotto al bottom layer. Per maggiore chiarezza, in Fig.4.1 viene riportato lo schematico con le piste. Una volta progettato il layout, con la specifica di delimitare il più possibile l ingombro complessivo del circuito, è necessario stabilirne con precisione le dimensioni. A tal fine è opportuno osservare che, per fare delle misure attendibili di NF, il circuito deve essere racchiuso in un box di metallo. In questo modo vengono escluse dalla misura tutte le interferenze dovute all ambiente circostante. La soluzione più adatta è quella di un box di dimensioni 80mmx65mm. Le dimensioni complessive della basetta devono quindi essere inferiori a questo valore e coincidere con le dimensioni interne (79mmx64mm). Si è quindi definito un bordo della basetta di 77.9mmx63.9mm. Il layout complessivo della parte superiore della basetta è mostrato in Fig.4.. Figura 4.

20 Figura 4.1 0