Ottimizzazione del Progetto Di Un Post- Amplificatore Ad Alta Dinamica Per Un Collegamento Analogico in Fibra Ottica

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1 Università degli studi di Bologna Facoltà di Ingegneria Corso di Laurea in Ingegneria delle Telecomunicazioni Propagazione (L-A) Ottimizzazione del Progetto Di Un Post- Amplificatore Ad Alta Dinamica Per Un Collegamento Analogico in Fibra Ottica Tesi di Laurea di: Ilaria Thibault Relatore: Chiar.mo Prof. Ing. PAOLO BASSI Correlatori: Dott. Ing. FEDERICO PERINI Prof. Ing. GIOVANNI TARTARINI Sessione II Anno Accademico 2005/2006

2 A mio Zio. non avrei potuto fare scelta migliore

3 Ringraziamenti Grazie Federico, per avermi arricchito con i tuoi preziosi insegnamenti che mi hanno fatto crescere colmandomi ancora di più di entusiasmo per quello che sto studiando. E stato un privilegio per me poter interagire con un ingegnere illuminato come te.

4 INDICE: INTRODUZIONE CAPITOLO 1: IL LINK OTTICO La Parabola Il Link Ottico SRT CAPITOLO 2: L AMPLIFICATORE Premessa Il dispositivo Hela e sue caratteristiche Il prototipo Le specifiche Flatness Possibili cause della disequalizzazione CAPITOLO 3: TEMPERATURA Le specifiche termiche Il dissipatore di calore Ipotesi Misure Osservazioni Conclusioni CAPITOLO 4: LE RETI DI BIAS Descrizione di una rete di Bias Il comportamento di un choke alla risonanza La rete di Bias del prototipo

5 Ipotesi Studio delle Reti di Bias Approfondimenti sullo studio delle Reti di Bias Misure Conclusioni CAPITOLO 5: CARATTERIZZAZIONE DEL TRASFORMATORE E DELL AMPLIFICATORE SINGOLO STADIO Il Bilanciato Premessa Dai layouts alla caratterizzazione dei circuiti Il Trasformatore Hela singolo stadio Caratterizzazione di un circuito tre porte con un VNA a due porte Flatness del trasformatore Flatness dell Hela-10 singolo stadio Conclusioni CONCLUSIONI Bibliografia

6 Introduzione Introduzione Fino al 1930 l universo era stato studiato osservando la luce emessa dalle stelle, dapprima ad occhio nudo, poi, a partire dal 1610 con Galileo, utilizzando il cannocchiale, e in seguito i telescopi più potenti. All inizio del Novecento si viene poi a conoscenza del fatto che i corpi caldi, come le stelle o i gas interstellari, non emettono soltanto luce, ma in tutto lo spettro elettromagnetico, dai raggi X alle onde radio. Per l inadeguatezza delle tecnologie, tutta questa ricchezza di informazioni sui corpi celesti non era ancora pienamente sfruttata, perché i raggi X, l ultravioletto, e gran parte dell infrarosso vengono assorbiti dalla nostra atmosfera, e si riteneva, comunque, che queste radiazioni dessero un contributo trascurabile all energia complessivamente emessa. Nel 1932 avvenne una grande scoperta per la storia dell astronomia: Karl Jansky ( ), un ingegnere della Bell Telephone Company, stava studiando le cause di rumore che disturbavano le trasmissioni transoceaniche a onde corte, metri. Fra le tante cause di disturbo (alcune naturali, come i temporali, altre di natura umana come il passaggio dei camion o l utilizzo di macchine utensili), registrò un rumore che sorgeva ad Est e tramontava ad Ovest, che attribuì alla costellazione del Sagittario: con questo dato, si rese conto che la causa di rumore proveniva dal centro della galassia. Nacque così la radioastronomia come lo studio delle emissioni elettromagnetiche, alle frequenze radio, dei corpi celesti. Grazie alle osservazioni radioastronomiche, negli anni Sessanta si sono fatte straordinarie scoperte: nel 1963 le quasar (sorgenti radio quasi stellari), nel 1965 la cosiddetta radiazione fossile, che ci mostra com era l universo primordiale, nel 1967 le pulsar e la presenza di numerose molecole organiche nei rarefatti spazi interstellari [Ref. 1]. 1

7 Introduzione I radiotelescopi sono antenne riceventi molto sensibili, capaci di captare segnali molto deboli come appunto quelli radioastronomici. Il radiotelescopio di Medicina è composto da due tipi di antenne: una interferometrica, la Croce del Nord, formata da due bracci trasversali di sposti a T, e una parabolica di 32m di diametro. Il progredire della tecnologia consente di ottenere prestazioni sempre migliori da parte di questi strumenti, e di effettuare quindi osservazioni sempre più accurate. E compito del personale di Medicina quello di farsi carico del continuo processo di ottimizzazione delle antenne e degli apparati di ricezione presenti nella stazione stessa. Già da alcuni anni è in corso lo studio di un collegamento ottico analogico che deve andare a sostituire parte delle discese di antenna di media frequenza della parabola, attualmente in cavo coassiale. I vantaggi che apporterebbe questa nuova tecnologia sono considerevoli: perdite trascurabili, insensibilità alle interferenze, banda larga trasportabile, equalizzazione di ampiezza, minore sensibilità alle variazioni di temperatura con conseguente miglioramento della stabilità di fase. I risultati delle ricerche svolte fino ad oggi inerenti a questo nuovo collegamento riguardano la scelta del tipo di fibra da utilizzare e del suo rivestimento, e le specifiche relative alla dinamica di ampiezza richiesta. Quest ultimo aspetto ha messo in luce la necessità di utilizzare un trasmettitore ottico ad alta dinamica e un ricevitore ottico passivo. L elevata perdita di inserzione, causata da questo tipo di ricevitore, comporta l introduzione di uno stadio amplificatore, posto a valle del ricevitore ottico stesso. Per quest ultimo scopo è stato progettato e realizzato in precedenza [Ref. 2&3] un circuito amplificatore basato su un dispositivo integrato prodotto dall azienda americana Minicircuits. L obiettivo di questa tesi è l ottimizzazione di questo progetto. 2

8 Capitolo 1_La Parabola, il link ottico, SRT CAPITOLO 1 La Parabola, il link ottico, SRT La Parabola: Costruita nel 1983, secondo il progetto della ditta americana TIW, per partecipare alle osservazioni VLBI (Very Long Baseline Interferometry), la parabola presente all osservatorio radioastronomico di Medicina ha un diametro di 32mt ed è completamente orientabile in ogni direzione. Figura 1: L antenna parabolica e la stazione di controllo 3

9 Capitolo 1_La Parabola, il link ottico, SRT È quindi in grado di puntare ed inseguire una qualsiasi sorgente dal suo sorgere al suo declinare, compensando il suo moto apparente causato dalla rotazione terrestre. Dispone di un sistema ottico Cassegrain, ovvero, oltre al fuoco principale, può convogliare la radiazione incidente anche in un fuoco secondario, grazie a un secondo specchio (subriflettore) di forma iperbolica e di diametro pari a 3.2mt (figura 2). Ci sono due gruppi di ricevitori posti in corrispondenza dei due fuochi. Spostando il subriflettore, si commuta da una modalità d uso all altra. Figura 2: Sistema ottico della parabola 4

10 Capitolo 1_La Parabola, il link ottico, SRT Frequenza λ Banda [GHz] [cm] [MHz] Banda K X S L L Figura 3: Ricevitori fuoco primario Frequenza λ Banda [GHz] [cm] [MHz] Banda C C C Figura 4: Ricevitori fuoco secondario Nel fuoco primario sono collocati 5 ricevitori, che operano alle frequenze di 22, 8.3, 2.3, 1.6, 1.4GHz (figura 3). Nel secondario ce ne sono invece 3 alle frequenze di 6, 6.6 e 5GHz (figura 4). Normalmente i ricevitori vengono caratterizzati col nome della banda su cui operano (K, X, S, L...). In sostanza nei ricevitori, il segnale passa per due stadi successivi. Il primo, il Front end, lo elabora alla sua frequenza originaria, in seguito, un Mixer (o più di uno) lo converte ad una frequenza intermedia, IF, identica per tutti, alla quale opera lo stadio successivo, il back end. 5

11 Capitolo 1_La Parabola, il link ottico, SRT Figura 5: Collegamenti IF sostituiti con link ottico analogico Il segnale IF, una volta uscito dai ricevitori posti nella vertex room (fuoco secondario), o qui giunto mediante la discesa di antenna dal fuoco primario, viene trasportato alla sala di controllo tramite cavo coassiale. Questo collegamento verrà sostituito con un link ottico di lunghezza di 200mt circa (figura 5). I vantaggi della fibra, anche se il collegamento è breve, sono notevoli: minore dipendenza dei cavi dalla temperatura e totale immunità alle interferenze elettromagnetiche esterne rispetto a qualsiasi altro cavo, assenza di ground loop, bassa attenuazione, larga banda trasportabile. Il segnale, una volta uscito dal link, verrà ricevuto dal ricevitore M.A.R.K che lo elabora e registra su nastri magnetici. Il link ottico: Dal momento che il collegamento ottico avviene in seconda finestra (1310nm), si è scelto di utilizzare fibra di tipo monomodale per ridurre gli effetti della dispersione e la variazione di fase causate dalle inevitabili curvature imposte alla fibra una volta installata. Per 6

12 Capitolo 1_La Parabola, il link ottico, SRT quanto riguarda il rivestimento, diverse campagne di misura [Ref. 4] hanno evidenziato, un peggior comportamento nella stabilità di fase, rispetto alle variazioni di temperatura, delle fibre Tight rispetto a quelle Loose, sia in termini assoluti, sia relativi. Per questo motivo si è scelto di adottare un cavo in fibra ottica con rivestimento Loose. Invece per la scelta della coppia trasmettitore-ricevitore ottico, è stato studiato all inizio, un link ottico prodotto dalla ditta Andrew Wireless Systems, di Faenza [Ref. 5]. Dopo varie misure fatte su questi dispositivi [Ref. 5], si è concluso che con tale coppia TX-RX non era possibile garantire le specifiche in termini di dinamica, determinando infatti un peggioramento rispetto alla situazione attuale. Si sono ricercati quindi nuovi dispositivi elettro-ottici migliori da un punto di vista della dinamica. La ricerca [Ref. 5] ha concluso che l uso di un trasmettitore ottico ad alta dinamica, recentemente progettato dalla ditta Andrew, unitamente all uso di un ricevitore ottico passivo, garantirebbe il rispetto delle specifiche richieste, in termini di dinamica, ma necessiterebbe dell introduzione di un nuovo stadio amplificatore, posto a valle del link, per compensarne l elevata perdita d inserzione. Per non compromettere le prestazioni del link così fatto, l amplificatore in questione deve possedere delle ottime caratteristiche per la dinamica. La soluzione [Ref. 5] che si è ritenuta più idonea da implementare, ha previsto l uso di un amplificatore integrato, Hela 10-B, prodotto dall azienda americana Minicircuits. Per poter essere inserito nella catena di ricezione, è necessario progettare e realizzare un circuito stampato per il montaggio, l inscatolamento, e l aggiunta dei connettori. Il guadagno di un singolo stadio amplificatore (11dB), non è però sufficiente per compensare l elevata perdita d inserzione del nuovo link ottico. Ciò ha reso necessario l introduzione di due integrati, ed è 7

13 Capitolo 1_La Parabola, il link ottico, SRT stata quindi progettata e realizzata una configurazione a due stadi [Ref. 2&3] di cui in seguito si parlerà in dettaglio. La realizzazione di questo collegamento ottico analogico servirà come banco di prova per la progettazione delle discese di antenna di SRT, il radiotelescopio attualmente il costruzione in Sardegna. SRT [Ref. 7]: Il progetto: Quasi tutto il personale della Stazione radioastronomica di Medicina è coinvolto nella progettazione del grande Sardinia Radio Telescope (SRT), un'antenna parabolica di 64 m di diametro completamente orientabile e capace di operare con grande versatilità ed efficienza in un vasto intervallo di frequenze radio (da 0.3 a 100 GHz). SRT è in fase di costruzione in Sardegna, e la sua inaugurazione è prevista per Dicembre

14 Capitolo 1_La Parabola, il link ottico, SRT Figura 6: Confronto tra SRT e la parabola di Medicina Il sito: La decisione di costruire in Sardegna il più potente radiotelescopio italiano è stata motivata da diverse considerazioni di carattere scientifico. La costruzione di SRT, grazie alle sue caratteristiche e alla sua collocazione, consentirà la nascita della prima rete VLBI italiana autonoma (I-VLBI), infatti la combinazione con i radiotelescopi esistenti di Medicina e Noto (32mt di diametro) genera una configurazione geometrica a triangolo. L'eventuale inserimento successivo del radiotelescopio di Matera renderebbe poi ancora più efficiente il sistema (figura 7). Con l'inclusione di SRT, inoltre, la rete VLBI europea (EVN) sarà competitiva rispetto all'analoga rete americana (VLBA). 9

15 Capitolo 1_La Parabola, il link ottico, SRT Figura 7: I-VLBI L'individuazione di un sito idoneo per SRT ha richiesto molti anni di studio. A partire dal 1991 si sono monitorate le condizioni metereologiche e le interferenze radio in Sardegna al fine di individuare un sito le cui caratteristiche rappresentassero il miglior compromesso possibile tra i seguenti requisiti: 1) L' inquinamento elettromagnetico deve essere il più basso possibile. Fin dall' inizio degli anni '90, l'istituto di Radioastronomia e l'osservatorio Astronomico di Cagliari hanno ispezionato accuratamente diverse aree scarsamente popolate, e quindi con minimi livelli di inquinamento elettromagnetico, che fossero capaci di ospitare SRT. 10

16 Capitolo 1_La Parabola, il link ottico, SRT 2) Una delle specifiche cruciali di SRT sarà la possibilità di osservare fino alla frequenza di 100GHz. Per questo motivo, è necessario individuare un sito secco e disposto ad un altitudine relativamente elevata sul livello del mare. 3) Il telescopio deve risultare protetto dal vento intenso. Il sito deve essere localizzato in una depressione orografica che possa, da un lato, agire da schermo naturale per il vento ma che sia comunque abbastanza ampia da ospitare tutte le infrastrutture del telescopio. Un sito che soddisfacesse tutti questi prerequisiti fu individuato nell'area nota come "Pranu Sanguni" in prossimità del paese di San Basilio a circa 35 km a nord di Cagliari. Il funzionamento: SRT dispone di un sistema gregoriano shaped, costituito da uno specchio primario quasi-paraboloidale di 64-metri di diametro, ed uno specchio secondario quasi-ellissoidale di 7.9-metri di diametro. La scelta progettuale delle ottiche di SRT è stata fatta cercando di ottenere il maggior numero di posizioni focali nello spazio disponibile. L avere a disposizione molti fuochi operativi permette infatti una maggiore libertà nella scelta dei ricevitori da utilizzare. Sono previste tre aree operative, per un totale di sei posizioni focali: Fuoco primario Fuoco Gregoriano Fuochi Beam Wave Guide (in tutto quattro) 11

17 Capitolo 1_La Parabola, il link ottico, SRT Lo specchio primario è costituito da 1008 pannelli di alluminio sorretti da una travatura reticolare posteriore. Al vertice dello specchio è previsto l'alloggiamento per la strumentazione relativa al fuoco gregoriano e per il sistema ottico Beam Wave Guide. Figura 8: Riflettore primario Figura 9: Sezione del riflettore primario L'alloggiamento del fuoco gregoriano e dei fuochi BWG è costituito da una struttura a tre piani, che prevede al piano più alto la strumentazione per le osservazioni in fuoco gregoriano (cilindro ruotante) e ai piani inferiori una combinazione di cinque specchi 12

18 Capitolo 1_La Parabola, il link ottico, SRT "quasi ellittici" (configurazione shaped): uno mobile in posizione centrale e gli altri quattro fissi, suddivisi in due coppie omologhe, posti al di sopra. La travatura dello specchio primario sorregge il secondario, posto a circa 24 metri di distanza, tramite un sistema a quattro travi inclinate di 45 (quadrupode). Lo specchio secondario è un riflettore quasi ellittico di circa 8 metri di diametro, costituito da 49 pannelli sostenuti da una travatura reticolare posteriore. Al vertice del quadrupode si trova il fuoco primario. Nel fuoco primario sono disponibili diversi ricevitori tra 0.3 e 1.5 GHz. La posizione focale principale è quella Gregoriana, in prossimità del vertice dello specchio primario, dove possono essere collocati ed intercambiati agevolmente diversi "feed" (o "feed arrays") per frequenze da 5 a 100 GHz. Sotto il fuoco Gregoriano sono disponibili quattro ulteriori posizioni focali, in quella che può essere considerata una sorta di guida d'onda a più specchi ("multi-mirror beam-waveguide"; BWG). I fuochi terziari, ideati per frequenze da 1.5 a 35 GHz, permettono di operare sia in modalità di ricezione che di trasmissione. 13

19 Capitolo 1_La Parabola, il link ottico, SRT Banda (Sigla)? 0 (GHz)? (cm) N? Lsky Ricevitore (GHz)? Hsky (GHz) (%) Banda ricevitore (MHz) Configurazione P P X110 Coassiale a 1.5 GHz L P X40 L P X600 L P X500 Coassiale a 0.3 GHz S P X160 Coassiale a 8 GHz S P X860 S P X1080 C 5 6 1B X1500 Monofeed C 7 5 2B X2000 Monofeed X P X800 Coassiale a 2 GHz X G X2000 Ku G X2000 Ku G X2000 K G 19.00* X2000 Multifeed (7 elementi) Ka G X2000 Q G X2000 E G X2000 W G X2000 * utilizzabile fino a 18GHzFuoco primario: P, Fuochi BWG: B, Fuoco gregoriano: G Tabella 1: I sistemi riceventi per SRT, attualmente in fase di studio 14

20 Capitolo 1_La Parabola, il link ottico, SRT Tutti i segnali sull'antenna saranno cablati con cavo coassiale, la connessione dall'antenna alla stanza di controllo sarà invece in fibra ottica, ed avrà una lunghezza di diverse centinaia di metri (circa 500mt). La disequalizzazione conseguente all'utilizzo dei cavi coassiali su lunghe tratte verrà compensata utilizzando amplificatori progettati ad hoc (amplificatori equalizzati AmpEQ, un prototipo è già in fase di test presso l'antenna di Medicina). Ogni fuoco avrà il suo sistema AmpEQ. Figura 10: Schema dei collegamenti 15

21 Capitolo 2_L Amplificatore CAPITOLO 2 L Amplificatore Premessa: Con l obiettivo di compensare la perdita di inserzione del link ottico, è stato realizzato in precedenza [Ref. 3] un prototipo del circuito amplificatore, basato su un dispositivo prodotto dall azienda americana Minicircuits (modello Hela 10 in configurazione circuitale B). Per rispettare le specifiche in termini di dinamica e guadagno (la perdita d inserzione del link è di circa 24dB) è stata progettata una configurazione bi-stadio (il guadagno nominale di un singolo stadio Hela è di circa 11dB). Poiché il dispositivo non è direttamente inseribile nella catena di ricezione, è stato creato il layout dal circuito stampato dove il componente può essere saldato e collegato al resto della catena di ricezione mediante connettori SMA. Il dispositivo Hela e sue caratteristiche [Ref. 8]: Il dispositivo Hela 10 (figura 1) è costituito da due amplificatori integrati nello stesso chip, di conseguenza il loro guadagno e la loro fase sono molto simili, sia come valore assoluto, sia come deriva termica. Grazie a questa caratteristica, tale modello ben si presta per realizzare una configurazione bilanciata: in figura 2 si può notare come il dispositivo sia collegato a dei trasformatori, impiegati come balun, per l amplificazione di segnali single-ended. 16

22 Capitolo 2_L Amplificatore Figura 1: Fotografia dell amplificatore Hela10 Figura 2: Schema generale del circuito amplificatore bilanciato basato su chip Hela 10 Tabella 1: Componenti per le possibili configurazioni realizzabili con il chip Hela 10 17

23 Capitolo 2_L Amplificatore I pregi di questo amplificatore sono l aspetto economico (il prezzo di listino è infatti solamente $) e la semplicità di integrazione: quest ultima caratteristica consente di poter pensare ad un unico circuito che integri il ricevitore ottico passivo e lo stadio amplificatore stesso. Il guadagno minimo di un Hela-10B è 9.5dB nella banda MHz. Tabella 2: Caratteristiche degli amplificatori Hela 10 La configurazione scelta ai fini della realizzazione del prototipo è la seconda di tabella 2, Application Circuit Hela-10B, in quanto rispetta le specifiche richieste in termini di banda (la banda di interesse va da 100 a 900MHz). In figura 3 è rappresentato uno schema del bilanciato bi-stadio, formato da due Hela in cascata. 18

24 Capitolo 2_L Amplificatore Figura 3: Hela 10B in configurazione bi-stadio Ogni integrato assorbe circa 600mA e richiede un alimentazione di 12V. Nella figura 3, T1 e T2 sono i due trasformatori, e gli elementi L1, L2, L3, L4, C1, C2, C3, C4, C9, C10, sono le induttanze e le capacità poste in configurazione Bias Tee, con il compito cioè di portare la corrente continua di alimentazione in ingresso al dispositivo, e allo stesso tempo permettere al segnale RF in uscita di propagarsi subendo la minima alterazione possibile. La scelta di questi componenti è piuttosto critica, come si vedrà in seguito. Per ridurre il consumo di potenza del dispositivo si possono apportare alcune modifiche al circuito di partenza, senza comprometterne le prestazioni globali. In particolare è possibile inserire una resistenza standard (shunt resistance) tra il pin #7 dell integrato del primo stadio e massa. Si ottiene così una riduzione della corrente assorbita del 25% [Ref. 2]. 19

25 Capitolo 2_L Amplificatore Il prototipo: Ai fini della realizzazione del prototipo [Ref. 2&3] è stato necessario: Scegliere i componenti per le reti di Bias. Creare il layout del circuito stampato su cui montare i componenti. Dimensionare un dissipatore di calore per rimuovere il calore prodotto dai due dispositivi di potenza. E stata fatta la scelta di utilizzare come RF choke un induttanza della ditta Coilcraft da 330 nh, e come DC block una capacità della ditta Murata da 0.01nF; quest ultimo valore è consigliato dall azienda produttrice. Nelle figure 4, 5, e 6 si può osservare l aspetto del circuito montato. Figura 4 Vista dall alto del circuito amplificatore 20

26 Capitolo 2_L Amplificatore Figura 5: Circuito amplificatore basato sul chip Hela 10B in configurazione bi-stadio. In evidenza: il dissipatore di calore ad alette. Figura 6: Vista dall alto del circuito amplificatore con connettori SMA e collegamenti per l alimentazione. 21

27 Capitolo 2_L Amplificatore Le specifiche: Le specifiche richieste per l amplificatore ad alta dinamica erano le seguenti: Banda: MHz Flatness: 1dB (±0.5dB) Guadagno minimo: 20 db IIP3 min: dbm Le prestazioni del prototipo realizzato nella banda MHz sono [Ref. 3]: Guadagno: 21.6 db Flatness: 0.9 db IIP3 min: dbm Le prestazioni del prototipo sulla banda complessiva ( MHz) invece sono [Ref. 3]: Guadagno: 21.4 db Flatness: 1.2 db IIP3 min: dbm Flatness: Il flatness ( piattezza ) è una specifica che riguarda tutti i componenti e/o sistemi con una certa banda utile da trattare: rappresenta la differenza tra i valori massimo e minimo assunti dal guadagno nella banda utile del dispositivo. Minore è il flatness, 22

28 Capitolo 2_L Amplificatore migliori sono le prestazioni del dispositivo. Per preservare l integrità di un qualunque segnale, si vorrebbe che i sistemi che lo elaborano non introducessero distorsione di ampiezza, presentando quindi un guadagno costante ( piatto ) in banda. In radioastronomia questo discorso si fa molto delicato in quanto le bande in gioco sono molto grandi. Ad alti valori di flatness corrisponde il fenomeno dell eccessiva disequalizzazione in banda: il guadagno presenta variazioni troppo pronunciate rispetto all andamento, piatto, desiderato. Il dispositivo Hela ha delle ottime caratteristiche in termini di flatness [Ref. 8] (da ±0.3dB a ±0.4dB per la configurazione singolo stadio). Nel grafico 1 si possono osservare gli andamenti del guadagno del dispositivo Hela 10B per diversi valori di temperatura. Si può notare che la traccia varia all interno di un intervallo di valori molto limitato sull asse delle ordinate: il flatness infatti è sempre =1dB. Grafico 1: Guadagno di un Hela 10B per diversi valori di temperatura in un sistema a 50Ohms Le specifiche richieste per il collegamento ottico prevedono che il prototipo non presenti una disequalizzazione superiore di 1dB, tuttavia il flatness del circuito in esame risulta essere superiore a questo valore. 23

29 Capitolo 2_L Amplificatore MHz db S21 del prototipo DB( S[2,1] ) * prototipo MHz db Frequency (MHz) Grafico 2: Andamento del guadagno del prototipo Nel grafico 2 è riportato l andamento del guadagno del prototipo misurato con l analizzatore di rete 8722D. La differenza tra il massimo e il minimo del guadagno è di 1.35dB. Nel periodo successivo a questa misura uno dei chip Hela-10B ha subito un guasto, ed è stato sostituito con un nuovo integrato. Misurando nuovamente il guadagno del bi-stadio si è registrato un miglioramento in termini di disequalizzazione. Osservando il grafico 3 si può vedere come la differenza tra il massimo e il minimo dell S21 del dispositivo in banda sia scesa a 1.09 db (ben 0.26 db in meno del caso precedente la sostituzione, ma comunque fuori specifica). Questo accade perché ogni integrato è unico nel senso che è impossibile trovare due chip che si comportano esattamente allo stesso modo: sussistono delle lievi differenze tra un componente e l altro, e i parametri forniti dalle aziende sono i valori cui convergono statisticamente i risultati delle misure effettuate su un grande numero di chip. 24

30 Capitolo 2_L Amplificatore MHz db S21_Con nuovo chip Hela10B DB( S[2,1] ) * prototipo MHz db Frequency (MHz) Grafico 3: Guadagno del prototipo con nuovo chip Hela-10B 25

31 Capitolo 2_L Amplificatore Possibili cause della disequalizzazione: E necessario individuare le cause che stanno alla base della disequalizzazione del guadagno dell amplificatore prototipo, e possibilmente rimuoverle per garantire che il funzionamento del dispositivo sia in accordo con le specifiche richieste. Quali possono essere dunque i fattori che generano questo fenomeno? Si possono valutare varie ipotesi: Una non sufficiente dissipazione del calore. Le perdite introdotte dalle reti di Bias. Le perdite introdotte dai due trasformatori. Il dispositivo Hela stesso che introduce una disequalizzazione doppia se posto in configurazione bi-stadio, unitamente alle perdite dei componenti passivi che formano il circuito. Nei prossimi capitoli verranno prese in considerazione tutte queste ipotesi cercando di individuare quella, o quelle, che possono stare alla base dei problemi riscontrati. 26

32 Capitolo 3_Temperatura CAPITOLO 3 Temperatura Le specifiche termiche: L integrato Hela-10B consuma circa 6.3W di potenza; di conseguenza genera molto calore per effetto Joule che, se non adeguatamente dissipato, rischia di inficiare le prestazioni del circuito stesso. Osservando infatti il grafico 1 del capitolo 2, si può notare come, per temperature crescenti, la disequalizzazione aumenti; da qui la necessità di ottenere una buona dissipazione del calore per impedire che questo fattore deteriori il flatness. Il Layout per l amplificatore Hela-10 deve quindi presentare requisiti non solo elettrici, ma anche termici. Dal punto di vista termico, la specifica da rispettare riguarda la temperatura dell Heat Slug, una sottile metallizzazione alla base del package dell Hela-10, che non deve superare i 110 C [Ref. 8]. Figura 1: Heat Slug 27

33 Capitolo 3_Temperatura Il dissipatore di calore: Il dissipatore di calore del prototipo [Ref. 3] è costituito da due elementi: lo chassis (una basetta di alluminio su cui fissare il circuito stampato), e un dissipatore di calore ad alette (figure 2, 3 e 4). Figura 2: Dimensioni meccaniche dello chassis 28

34 Capitolo 3_Temperatura Figura 3: Fotografia dello chassis Figura 4: Dissipatore ad alette generico che ai fini del progetto è stato opportunamente dimensionato 29

35 Capitolo 3_Temperatura Per passare dal dispositivo di potenza al dissipatore, il calore deve attraversare diverse interfacce che devono avere una buona conducibilità termica: la prima è tra l Heat Slug e la basetta, la seconda è il passaggio attraverso la basetta stessa, la terza è tra la basetta e lo chassis, e la quarta è tra lo chassis ed il dissipatore ad alette. Prima interfaccia: Secondo le indicazioni della casa produttrice Minicircuits, l Heat Slug deve essere saldato alla basetta in modo tale che il calore generato dall integrato passi dalla metallizzazione al PCB (Printed Circuit Board) con la massima efficacia possibile. Tuttavia ai fini della realizzazione del prototipo, per evitare che l Hela-10 venisse danneggiato con il saldatore, è stato messo uno strato di Thermagon (materiale isolante termo conduttore) tra la base del chip e la superficie del PCB (vedi Figura 5). HELA HEAT SLUG HELA HEAT SLUG PCB STAGNO FUSO VIA HOLES THERMAGON VIA HOLES PCB Figura 5: Sezione trasversale del dispositivo HELA montato sul PCB, come consigliato dalla ditta Minicircuits (a sinistra), come realizzato nel prototipo (a destra). 30

36 Capitolo 3_Temperatura Seconda interfaccia: Il passaggio del calore attraverso il PCB avviene grazie a dei fori nella basetta stessa (via holes) in quanto il materiale dielettrico di cui è fatto l FR4 ha una bassa conducibilità termica. Per garantire la minore resistenza termica possibile dei via holes (ossia per fare in modo che il calore fluisca più facilmente possibile attraverso lo spessore della basetta), l azienda Minicircuits consiglia di realizzare dei fori metallizzati con del rame e riempiti di stagno (a seconda poi del valore di resistenza termica che si vuole ottenere, si varierà il numero di fori). Questo perché il parallelo di questi due metalli offre una migliore conducibilità termica rispetto a quella che si ha con i soli via holes metallizzati: lo stagno infatti ha una migliore conducibilità termica rispetto all aria. Tuttavia alla stazione di Medicina non sono disponibili i macchinari per realizzare dei via holes metallizzati. Nel PCB del prototipo quindi, al di sotto di ciascuno dei due Hela-10, ci sono 4 fori di 1.6 mm riempiti con dei fili di rame che hanno lo stesso diametro dei fori. Il rame ha infatti un alta conducibilità termica [Ref. 3]. Terza interfaccia: Il calore, una volta che ha attraversato lo spessore del PCB grazie ai via holes, deve confluire verso lo chassis passando attraverso un materiale ad alta conducibilità termica, ma isolante elettricamente. Secondo la casa produttrice Minicircuits infatti, non è opportuno saldare direttamente il PCB allo chassis a causa del loro diverso comportamento in termini di deformazioni dovute alle variazioni di temperatura. L azienda consiglia così di utilizzare per tale scopo un materiale come il Thermagon, che presenta buone caratteristiche dal punto di vista della termo conducibilità. La sua presenza garantisce inoltre un contatto omogeneo tra le due superfici (PCB e chassis), le cui imperfezioni potrebbero dare origine ad una grande percentuale di vuoti, diminuendo così il passaggio del calore ed aumentando perciò la 31

37 Capitolo 3_Temperatura resistenza termica complessiva dell interfaccia. In figura 3 si può notare la presenza del Thermagon sullo chassis. Quarta interfaccia: A questo punto il calore che si è diffuso attraverso lo chassis deve fluire nel dissipatore ad alette. Anche in questo caso è stato messo uno strato di Thermagon tra i due componenti per garantire maggiore aderenza tra i materiali e minore resistenza termica. In figura 6 è rappresentato uno schema di tutte le interfacce termiche. Figura 6: Vista laterale del montaggio del chip Hela-10 secondo il metodo consigliato dall azienda Minicircuits 32

38 Capitolo 3_Temperatura Ipotesi: Il prototipo dell amplificatore, realizzato alla stazione di Medicina [Ref. 3], dove non sono disponibili, come si è detto, le attrezzature necessarie per eseguire il montaggio del dispositivo esattamente nel modo che viene indicato dalla casa produttrice Minicircuits, non presenta dunque caratteristiche ottimali dal punto di vista termico. L ipotesi fatta è che il guadagno del dispositivo, risentendo della mancanza di un adeguato apparato di dissipazione del calore, possa risentire dell eccessivo incremento della temperatura del circuito. Da qui ne deriverebbe appunto la disequalizzazione in banda: osservando infatti il grafico 1 del capitolo 2, si può notare come per temperature crescenti, il flatness peggiori. Per verificare che la temperatura sia effettivamente il fattore (o uno dei fattori) che causa l eccessiva variazione del guadagno, sono state fatte delle misure dei parametri S dell amplificatore, sia con l utilizzo di una ventola che ne dissipasse maggiormente il calore, sia in condizioni normali (senza ventola). Dal confronto tra i due tipi di misure si è in grado così di confermare o meno l ipotesi fatta. Misure: E stato utilizzato il VNA (Vector Network Analyzer) modello HP 8722D per misurare i parametri S del dispositivo nelle diverse condizioni di dissipazione del calore. Prima di cominciare la misura è stata fatta una calibrazione Full 2 Ports, e sono stati impostati i seguenti parametri: 33

39 Capitolo 3_Temperatura START: 0.05GHz; STOP: 2.05GHz; TEST PORT POWER: -35dBm; SWEEP TIME: 20s; NUMBER OF POINTS: 401. Nei grafici riportati sono rappresentate le seguenti misure: Grafico 1: Andamento dell S21 in db dell amplificatore in tre diverse situazioni, senza ventola, con ventola per raffreddare il dissipatore ad alette (dietro), e con ventola per raffreddare direttamente il circuito (davanti). Grafico 2: L equazione Gain2-Gain1 dove Gain1=S21(dB) senza ventola, e Gain2=S21(dB) con ventola sul circuito (condizione di migliore dissipazione del calore). 23 Effetto della dissipazione del calore DB( S[2,1] ) * Prototipo_VentolaDietro_Coil DB( S[2,1] ) * Prototipo_NoVentola_Coil DB( S[2,1] ) * Prototipo_VentolaDavanti_Coil Frequency (MHz) Grafico 1: Guadagno del prototipo nelle diverse condizioni di dissipazione del calore 34

40 Capitolo 3_Temperatura Eqn & G1-G2 DELTA_G Frequency (MHz) Grafico 2: L equazione DELTA_G=(Gain2-Gain1) Osservazioni: Osservando questi andamenti si possono trarre delle conclusioni molto significative: come si può osservare nel grafico 2, la differenza tra le due tracce di guadagno si mantiene in un intorno di 0.14dB fino a 650MHz, poi cresce improvvisamente fino ad arrivare a 0.25dB nell estremo superiore della banda di interesse. Questo significa che fino a 650MHz la variazione di temperatura ha provocato una semplice traslazione della traccia dell S21 senza variarne però il flatness, ma che nella metà superiore della banda si registra un peggioramento del flatness, con conseguente aumento della disequalizzazione. 35

41 Capitolo 3_Temperatura Conclusioni: Osservando la tabella 1 e il grafico 3, si può concludere che la temperatura del circuito influenza i valori del flatness, ma che con una buona dissipazione del calore (ottenuta posizionando una ventola direttamente sul circuito) il guadagno del dispositivo ha un range di variazione di 0.97dB, dunque appena al di sotto del valore richiesto. E necessario quindi investigare le altre cause che potrebbero dare luogo al peggioramento del flatness, per fare in modo che questo parametro rimanga al di sotto della specifica mantenendo un buon margine dal valore massimo consentito. SENZA VENTOLA VENTOLA DAVANTI VENTOLA DIETRO S21dB@100MHz S21dB@900MHz FLATNESS 22,48 21,4 1,08 22,61 21,64 0,97 22,59 21,61 0,98 Tabella 1: Riassunto dei valori del flatness nelle tre condizioni di dissipazione del calore 36

42 Capitolo 3_Temperatura FLATNESS 1,1 1,08 1,06 SENZA VENTOLA 1,08 1,04 1,02 1 0,98 0,96 VENTOLA DAVANTI 0,97 VENTOLA DIETRO 0,98 SPECIFICA 1 FLATNESS Grafico 3: Riassunto dei valori del flatness 37

43 Capitolo 4_Le Reti di Bias CAPITOLO 4 Le Reti di Bias Descrizione di una rete di Bias: Una rete di Bias (o Bias Tee) è un circuito costituito da due rami disposti in configurazione T (figura 1), costituiti da due blocchi fondamentali: l RF choke e il DC block. Un Bias Tee è un circuito necessario tutte le volte che in un dispositivo attivo si condivide un pin sia per l RF, sia per la DC; viene quindi progettato affinché sia possibile, allo stesso tempo, portare la corrente di alimentazione in ingresso al dispositivo stesso, e consentire al segnale RF in uscita da quest ultimo di propagarsi risentendo della minima attenuazione possibile. Attraverso il ramo RF choke (costituito da una o più induttanze) fluisce la corrente continua, cui viene impedito di disperdersi nella pista RF dall elemento DC block (una capacità). Analogamente il ramo DC block è adibito al passaggio del segnale RF, che idealmente non dovrebbe disperdersi nel ramo della continua grazie alla presenza del choke (la sua funzione è proprio quella di impedire il passaggio della radiofrequenza). 38

44 Capitolo 4_Le Reti di Bias RF CHOKE DC RF IN RF RF OUT RF+DC DC BLOCK Figura 1: Schema generico di una rete di Bias Progettare una rete di Bias significa dunque selezionare gli opportuni componenti circuitali in modo da garantire una buona trasmissione del segnale e un ridotto spreco di potenza. La scelta più delicata da prendere è indubbiamente quella dell induttanza, che deve rispettare due specifiche molto stringenti: il choke deve presentare, alla minima frequenza di lavoro, una reattanza almeno dieci volte superiore all impedenza caratteristica della pista RF, e una frequenza di autorisonanza maggiore dell estremo superiore della banda di interesse.?l = Zo, SRF = fmax Ne deriva che tanto più è ampia la banda di lavoro, tanto più è difficile trovare un elemento adatto alle circostanze. 39

45 Capitolo 4_Le Reti di Bias Il comportamento di un choke alla risonanza: Un induttore ideale non ha frequenza di autorisonanza, e presenta una resistenza nulla. Accoppiamenti capacitivi che si formano tra spire, ed effetti resistivi tuttavia fanno sì che nella realtà si debbano tenere in considerazione i limiti del componente stesso. Nello schema 1 è rappresentato un circuito equivalente alle alte frequenze di un induttore: Rp rappresenta gli effetti resistivi, e Cd è la capacità parassita. Alla frequenza di autorisonanza (SRF, Self Resonant Frequency), il choke entra in risonanza con la propria capacità parassita, e sussistono le seguenti condizioni [Ref. 9]: L impedenza di ingresso del choke raggiunge il suo massimo valore. Gli effetti capacitivi e quelli induttivi si bilanciano perfettamente, (1/j?C = j? L) e la reattanza complessiva (ossia la parte immaginaria dell impedenza) si annulla. Per frequenze inferiori alla SRF, il choke è un induttanza (reattanza positiva), al di sopra di tale valore, il choke si comporta come una capacità (suscettanza positiva). L angolo di fase dell impedenza di ingresso è nullo, in quanto si verifica il passaggio tra i valori positivi (induttanza) e valori negativi (capacità). L insertion Loss del due porte è massima, il che corrisponde al minimo del parametro S21 (db) in funzione della frequenza. Il valore della SRF in Hz si trova con la formula [Ref. 2]: f 0 = 2π 1 LC d 40

46 Capitolo 4_Le Reti di Bias Schema 1: Circuito equivalente alla alte frequenze di un induttore La rete di Bias del prototipo: Il Bias Tee del prototipo [Ref. 2] è costituito da un induttanza della ditta Coilcraft, e da una capacità della casa produttrice Murata. Le caratteristiche salienti di questi elementi sono riportate nelle tabelle 1 e 2 [Ref. 10&11]. Part Number 1206CS- 331X_L_ Inductance (nh) Qmin SRF min (MHz) DCR max (Ohms) Irms (ma) 330@50MHz 45@150MHz 650 0, Tabella 1: Induttanza della ditta Coilcraft (serie 1206) 41

47 Capitolo 4_Le Reti di Bias Part number Capacitance Cap SRF Rated Tolerance (MHz) Voltage GRM39X7R103K uF +/- 10% 55 50V Tabella 2: Capacità della ditta Murata Ipotesi: La frequenza di autorisonanza dell induttanza utilizzata nelle reti di Bias del prototipo è 650MHz, quindi all interno della banda di interesse. Sussiste dunque l eventualità che le perdite che determinano l eccessivo abbassarsi della traccia del guadagno derivino da questa risonanza. E lecito allora prendere in considerazione l idea di variare la configurazione dei chokes delle reti di Bias dell amplificatore per verificare che effettivamente l andamento della traccia del guadagno sia influenzato da questi fattori. In seguito sono riportati i passaggi salienti dello studio che è stato fatto in precedenza sulle reti di Bias [Ref. 9], e gli approfondimenti che ne sono derivati in seguito. Studio delle Reti di Bias: Sono stati progettati e realizzati dei Bias Tees [Ref. 9] utilizzando delle induttanze prodotte dalle due aziende Coilcraft e Minicircuits, e ne sono state messe a confronto le prestazioni. Dai risultati ottenuti [Ref. 9] è risultato chiaro che solo due degli RF choke misurati fossero da prendere in considerazione ai fini di uno studio più approfondito del problema: quello già presente sul circuito prototipo (tabella 1), e un choke realizzato dall azienda americana Minicircuits di cui in seguito si parlerà in dettaglio. 42

48 Capitolo 4_Le Reti di Bias Approfondimenti sullo studio delle Reti di Bias: Componenti: Le caratteristiche delle induttanze che costituiscono i rami RF choke delle due reti di Bias prese in considerazione sono riportate nelle tabelle 1 e 3 [Ref. 10&11]. Il ramo DC block è sempre costituito dalla capacità della Murata le cui caratteristiche sono riportate in tabella 2. DC Model Freq. Insertion VSWR current INDUCTANCE No. (MHz) Loss (db) (:1) (ma) (uh) ADCH- 50- Typ: 0,3 Typ: 1,1 Max: 7@0mA 1,8@50mA 80A 8000 Max: 1,0 Max: 1, ,0@100mA Tabella 3: ADCH-80A, Minicircuits Dai layouts alla realizzazione dei circuiti stampati: Per poter misurare le prestazioni di un Bias Tee con un analizzatore di rete, è necessario progettare un circuito stampato su cui saldare i componenti e i connettori necessari per poterlo collegare alle porte dello strumento stesso. Il progetto dei layouts è stato realizzato mediante l ausilio del programma CAD Microwave Office 2002 (MWO): figure 2 e 3. La realizzazione dei circuiti è stata effettuata utilizzando una fresa per PCB (Printed Circuit Board), a disposizione nei laboratori della stazione radioastronomica di Medicina. Tale strumento (LPKF Protomat C30S) è in grado di lavorare con i files di tipo Gerber esportati da Microwave Office che, per rappresentare un circuito completo, genera tre files diversi: due files Gerber che rappresentano, 43

49 Capitolo 4_Le Reti di Bias rispettivamente, i lati Top e Bottom del circuito, ed un file txt che rappresenta i drill holes (i fori). Grazie ad un particolare software, Circuit Cam, è possibile convertite le informazioni contenute in questi file in un file interpretabile dalla macchina che viene importato nel software di controllo della fresa (Board Master 3.0), e si può cominciare la lavorazione. La fase finale consiste nel montaggio dei componenti e dei connettori. Figura 2: Rete di Bias con ADCH-80A 44

50 Capitolo 4_Le Reti di Bias Figura 3: Rete di Bias con choke Coilcraft da 330nH Descrizione del Bias Tee con ADCH-80A: La figura 2 riporta il layout del circuito in configurazione Bias Tee con il choke ADCH-80A. E stato rappresentato anche l ingombro dei connettori (in giallo) che devono consentire l inscatolamento del circuito: il box metallico ha dimensioni 33.7x35.3mm, di conseguenza le misure della basetta sono 33.2x34.8mm [Ref. 9]. Le dimensioni del choke e relativo footprint sono riportati in figura 4 [Ref. 10], mentre la figura 5 è il layout del componente: il rettangolo in verde è il corpo (package) dell induttore, e i rettangoli in marrone scuro sono i piedini (leads), dove va appoggiato e poi saldato il componente. I rettangoli in marrone chiaro sono di rame e coincidono con il footprint. In figura 6 si può osservare il disegno della capacità della Murata le cui dimensioni complessive sono di 1.6x0.8mm, con dimensione dei leads 45

51 Capitolo 4_Le Reti di Bias di 0.4x0.8mm (formato 0603) [Ref. 9]. In figura 2 si vede come siano state inserite nel circuito due capacità della Murata: una ha infatti il ruolo di DC block nella pista adibita al passaggio del segnale RF, l altra è posizionata tra la pista della continua e massa (collegata al piano di massa mediante un drill hole), a monte dell ingresso per l alimentazione del choke, per consentire di scaricare verso massa eventuali residui di radio frequenza che si disperdono nel ramo del choke. L altro foro posizionato sulla pista della continua a monte del choke è un feed-through che serve per portare la corrente nel circuito. La figura 7 è una foto del Bias Tee ultimato, ossia messo all interno della scatola e collegato a connettori SMA. Figura 4: Footprint e misure del case dell ADCH-80A 46

52 Capitolo 4_Le Reti di Bias Figura 5: Layout del choke ADCH-80A Figura 6: Layout della capacità della Murata Figura 7: Foto del Bias Tee con ADCH-80A 47

53 Capitolo 4_Le Reti di Bias Descrizione del Bias Tee con il choke Coilcraft: In figura 3 è rappresentato il Bias Tee realizzato con il choke della ditta Coilcraft. Anche in questo è stato messo in evidenza l ingombro dei connettori (in giallo), ed è opportuno constatare che, come nel caso precedente, ci sono le due capacità della Murata che svolgono due ruoli differenti: una è il DC block, l altra serve a scaricare a massa i residui di radiofrequenza che si insinuano nel ramo RF choke. In figura 8 sono riportati le dimensioni del componente e relativo footprint [Ref. 10], e in figura 9 è raffigurato il disegno del componente. Osservando il layout di figura 3, ci si accorge che in realtà il fixture è stato progettato in modo tale da ospitare fino a quattro induttanze della serie 1206 della Coilcraft: il motivo è che lo stesso circuito è servito a misurare il Bias Tee con diverse configurazioni di chokes messi in serie [Ref. 9]. Le misure fatte tuttavia hanno portato a concludere che, in ambito Coilcraft, la soluzione con l unica induttanza da 330 nh fosse la migliore [Ref. 9]. Figura 8: Dimensioni e footprint del choke Coilcraft serie

54 Capitolo 4_Le Reti di Bias Figura 9: Layout del choke Coilcraft (serie 1206) Nuova caratterizzazione del choke ADCH-80A: Considerando la tabella 3, è immediato constatare che le specifiche riportate sul choke della Minicircuits non sono sufficientemente esaurienti per la progettazione delle reti di Bias dello stadio amplificatore in esame. Il parametro DC current MAX risulta essere 100mA, questo significa che i dati che sono riportati in tabella 3 sono valori che descrivono il componente al variare della corrente fino a 100mA, e non oltre (il circuito test è riportato in figura 10). Tuttavia la rete di Bias del prototipo è attraversata, nel caso peggiore, da 170mA (schema 2): il circuito complessivo infatti assorbe circa 670mA, e supponendo che la corrente si ripartisca equamente tra i due stadi (cosa che in realtà non accade perché l assorbimento di corrente del primo stadio è minore rispetto al secondo per la presenza della resistenza di shunt tra il pin #7 dell integrato e massa [Ref. 2]), possiamo immaginare che in ciascuna rete di Bias fluiscano al massimo 170mA (la corrente di alimentazione in realtà non passa solo attraverso i chokes: i pin di ingresso della continua infatti sono quattro per ogni integrato (capitolo 2, figura2); si considera tuttavia il caso in cui la continua attraversi solo il choke ai fini della caratterizzazione dell ADCH-80A). E necessario quindi testare nuovamente il componente tenendo presente il nuovo valore di DC current MAX, e ottenere dei parametri che tengano in considerazione questo nuovo valore per verificarne il corretto funzionamento sul 49

55 Capitolo 4_Le Reti di Bias circuito prototipo. L azienda Minicircuits ci garantisce che il livello massimo di corrente che può attraversare l induttanza senza che il componente subisca dei danni è di 250mA [Ref. 12], dunque ben al di sopra delle nostre esigenze. Figura 10: Circuito Test per l ADCH-80A HELA 1 STADIO 170 ma 170mA HELA 2 STADIO 170 ma 170mA 335mA 335mA 670mA Schema 2: Corrente di alimentazione 50

56 Capitolo 4_Le Reti di Bias Per la valutazione dei parametri Insertion Loss e VSWR sono stati misurati i parametri S del Bias Tee con il choke della Minicircuits (in coerenza con il circuito test utilizzato dalla casa produttrice) alimentando il componente con diversi valori di corrente: a partire da 0mA fino a 180mA con step di 20mA. Questa misura è stata fatta con il VNA 8722D, sfruttandone il Bias Tee interno, con calibrazione Full 2Ports avendo impostato i seguenti parametri: START: 0.05GHz; STOP: 2.05GHz; TEST PORT POWER: -30dBm; SWEEP TIME: 20s; NUMBER OF POINTS: 401. La misura è stata poi deembeddata [Ref. 9] come indicato in figura 10: sono stati tolti gli effetti delle transizioni coassiale microstriscia con box metallico [Ref. 13], delle piste, e del DC block. Di questo di parlerà più approfonditamente nel prossimo paragrafo. Per quanto riguarda il valore dell induttanza che la casa produttrice Minicircuits riporta per tre diversi valori di corrente, si è utilizzato un fixture a una porta (figura 11) creato appositamente per questo scopo [Ref. 9], e si è utilizzato il VNA 8751A che consente di effettuare misure in bassa frequenza (ha infatti una banda che va da 5Hz a 500MHz), in modo da ricavare poi i valori di induttanza del choke al variare della corrente. La banda in cui è stata effettuata la misura è 10KHz-500MHz, (si considererà il valore di induttanza che il choke assume ad una frequenza di 50MHz, che è l estremo inferiore della banda per cui si fornisce una nuova caratterizzazione del componente), e la corrente è stata fatta variare da 0mA a 180mA con passi di 20mA. Il file s1p è stato poi deembeddato, negando alla rete l effetto della presenza dal coassiale, del tratto di pista, e dell open in parallelo al reference plane della misura (figura 12). 51

57 Capitolo 4_Le Reti di Bias Figura 11: Fixture a una porta per ADCH-80A PORT P= 1 Z= 50 Ohm COAXP2 ID= CX1 Di= 1.24 mm Do= 4.07 mm L= 7.49 mm K= 2.1 A= F= 400 MHz CPWLINE ID= CP1 W= 2.7 mm S= 0.3 mm L= 10 mm PORT P= 2 Z= 50 Ohm CPW_SUB Er= 4.53 H= 1.5 mm T= mm Rho= Tand= 0.02 Gnd= 0 Name= FR1 CPWEG ID= X1 W= 2.7 mm S= 0.3 mm G= 1.14 mm Figura 12: Rete per il deembedding del circuito in coplanare ad una porta 52