Convertitori Elettronici di Potenza

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1 Convertitori Elettronici di Potenza Generatore Blocco di Potenza (commutazione) Carico/Rete V, f V, f Blocco di Controllo Schema di principio di un convertitore di potenza

2 Classificazione dei Convertitori Elettronici di Potenza Convertitore AC-DC (raddrizzatore) f,v V Convertitore AC-AC Convertitore DC-DC (chopper) f,v Convertitore DC-AC (inverter) V Il convertitore AC-AC di solito viene realizzato attraverso tre stadi AC-DC, DC-DC e DC-AC

3 Convertitori a Commutazione V ac V ac 4 4 V ac, ON, 4 OFF, OFF, 4 ON, ON, 4 OFF, OFF, 4 ON Schema di principio di un inverter monofase con 4 interruttori ideali t La tensione in uscita è distorta: non è una funzione sinusoidale del tempo ma un onda quadra periodica

4 a t at n eorema di Fourier t (una funzione periodica, limitata, con un numero finito di punti di discontinuità nel periodo soddisfa le ipotesi di convergenza della serie di Fourier) A a k A t A coskt B sinkt t t k a k Funzione periodica tale che t t cosktdt B at sinkt k t k dt A dove t t t a t a dt t dt a a t a C coskt k k k C k A k B k Sotto opportune ipotesi (non particolarmente restrittive) un segnale periodico di data frequenza è scomponibile nella somma del suo valore medio più una serie infinita di componenti armoniche con frequenze multiple della frequenza del segnale (frequenza fondamentale)

5 V ac Scomposizione armonica di un onda quadra - A B k k V V dc dc V dc k V ac V ac t A Vac cc cc dc dc t cosktdt cosktdt coskt cos V kxdx coskxdx ω = π V dc dc t sinktdt sinktdt sinkt sin k kxdx sinkx 4V dc k V se k se k pari dispari V V cos dc dx k t dt V dt V dt pulsazione fondamentale dt dt kx coskx k k=,,

6 V ac Scomposizione armonica di un onda quadra - t ω = π pulsazione fondamentale V ac t = 4 π k= sin k + ωt k + = 4 π sin ωt + sin ωt + sin 5ωt 5 + Spettro armonico (assumendo unitaria l ampiezza della armonica fondamentale)

7 Scomposizione armonica di un onda quadra - = 56 (V), V eff =.5 (V)

8 Le armoniche della corrente riducono la qualità della energia provocando: Aumento del valore efficace della corrente, con conseguente surriscaldamento ed invecchiamento precoce di trasformatori, cavi, motori, generatori e condensatori. I A A I eff eff t p Vac R t t t a t t t dt C coskt dt C coskt p( t) t RI t t pt dt RI t t k V R C t k, eff ; Effetti dovuti alle armoniche - C, eff k dt k Vac R t RI t eff k Vac R t k kt cosht Vac, dt R V V, eff 8V dc ; p( t) RI t ; pt R R R eff t Vdc R t t k dt.8 Facendo i conti con l armonica fondamentale si sottostima la potenza dissipata di circa il % cos k h pt se se k dt h k h k

9 Effetti dovuti alle armoniche - Sovraccarico del conduttore di neutro a causa delle terze armoniche di corrente che circolano nei fili di linea che, risultando in fase tra di loro, hanno somma non nulla. I I I n In Deformazione della tensione e possibile malfunzionamento delle utenze più sensibili (sfarfallio dei display elettronici e dell'illuminazione, scatto di interruttori, guasti ai computer ed errori di lettura degli indicatori di misura).

10 Filtro LC - L V ac C R V out 4 L V ac, C R V out, + V ac t = 4 π Applicando il principio di sovrapposizione degli effetti L sin ωt + sin ωt + V out, sin 5ωt 5 V ac, C R + + L L V ac,5 C R V out,5 + V ac,7 C R V out,7 +.

11 Filtro LC - L v ac C R v out R = L = mh C =.5 mf V k ac,k V out,k V (V) (V) out,k/ V ac,k Le tensioni sono i valori massimi

12 Un interruttore ideale è privo di perdite: Interruttore chiuso v =, p = v i = Interruttore aperto i =, p = v i = Interruttori statici i v Un interruttore statico presenta delle perdite sia durante la conduzione che durante la commutazione Perdite di commutazione (P s ) P s = W c(on) + W c(off) s t on Segnale di controllo t off W c(on) = p t dt t c(on) W c(off) = p t dt t c(off) V off I P s è proporzionale a: frequenza di commutazione f s tempi di accensione e spegnimento t c(on) e t c(off) Perdite di conduzione (P on ) P on = V I t on s t c on + t c off t on V p t d(on) t c(on) t d(off) t c(off) corrente tensione Potenza assorbita Perdite totali (P tot ) P tot = P s + P on s = /f s ensione e corrente vs. tempo (figura non in scala)

13 Componenti Elettronici di Potenza - La tecnologia attualmente utilizzata per realizzare i componenti elettronici di potenza, si basa sul silicio monocristallino che viene opportunamente drogato con drogaggio di tipo p o drogaggio di tipo n. E in via di rapido sviluppo la tecnologia che utilizza come semiconduttore il carburo di silicio (SiC). ale tecnologia permette di realizzare dispositivi più efficienti rispetto a quelli realizzati con il Si. Alcuni tra i principali componenti elettronici di potenza sono: Diodi iristori ransistori a giunzione bipolari (BJ) ransistori a effetto di campo a metallo-ossido-semiconduttore (MOSFE) iristori GO (Gate urn-off hyristors: tiristori con spegnimento dal gate) ransistori bipolari a gate isolato (IGB: Insulated Gate Bipolar ransistor) iristori commutati a gate integrato (IGC: Integrated Gate Commutated hyristor) iristori controllati a metallo-ossido-semiconduttore MC (MOS Controlled hyristor) I diodi sono componenti non controllati: hanno solo due terminali ed il passaggio della corrente attraverso il componente dipende dal circuito in cui è inserito e non può essere controllato. BJ, MOSFE, GO, IGB, IGC, MC sono componenti controllati: hanno tre terminali (due di potenza ed uno di controllo) ed il passaggio della corrente fra i due terminali di potenza viene controllato da un segnale inviato al terminale di controllo

14 Componenti Elettronici di Potenza - V A A I G G I G G K K V out I G V I G V out V out t I componenti elettronici di potenza controllati si distinguono per le differenti caratteristiche del segnale di controllo V V t C E I B V out V I B B V out V t C E V BE V out V B V out V t

15 Componenti Elettronici di Potenza - 4 Struttura di principio e simbolo dei principali componenti elettronici di potenza A K p n A = anodo, K = catodo, C = collettore, D drain, E = emettitore, S = source, B = base, G = gate C E p n n B BJ n-p-n A K p n n G p Diodo iristore A G K A K C E B IGB C E G

16 Diodo I I max I A I V K tensione limite inversa interdizione conduzione V interdizione conduzione V I = I S V ev I S = Corrente di saturazione inversa: dipende dal drogaggio ed è direttamente proporzionale alla sezione del diodo (potenza) V = k e ensione termica, a = K V = =.58 (V) I/Is V/V Lo stato di conduzione ed interdizione dipende dal circuito esterno

17 iristore caratteristica di conduzione scarica inversa regione di blocco inverso da aperto a chiuso applicando un impulso i G caratteristica di blocco diretto G tensione di scarica inversa tensione di scarica diretta A p n p n K caratteristica di conduzione da aperto a chiuso blocco inverso blocco diretto iristore: a) simbolo; b) caratteristica i-v; c) caratteristica ideale Dispositivo semicontrollato Si porta in conduzione applicando un impulso positivo di corrente al gate con polarizzazione diretta e vi rimane Si spegne all inversione della corrente

18 B ransistore a giunzione bipolare (BJ) C n p n E conduzione blocco ransistore a giunzione bipolare BJ (NPN): a) simbolo; b) caratteristica i-v; c) caratteristica ideale pilotato in corrente (I B >I C /h FE, con h FE =5 guadagno statico in corrente) V CE(sat) = V; tempi di commutazione. μs usato comunemente in passato ma ora generalmente sostituito con MOSFE e IGB

19 ransistore a effetto di campo a metallo-ossidosemiconduttore (MOSFE) conduzione conduzione blocco blocco MOSFE a canale N: a) simbolo; b) caratteristica i-v; c) caratteristica ideale Il controllo attraverso la tensione di gate è più facile Entra in conduzione quando V GS >V GS(th) (valore di soglia) Competitivo con i BJ a basse tensioni, elevate frequenze (< 4 V, > khz)

20 iristore a spegnimento dal gate (Gate-urn-Off hyristors - GO) conduzione chiusura blocco apertura conduzione blocco GO: a) simbolo; b) caratteristica i-v; c) caratteristica ideale Rispetto ai tiristori standard, si spengono con un impulso negativo di corrente di gate di valore assoluto abbastanza elevato /i A Circuito di pilotaggio complesso e oneroso per dimensionamento Bassa frequenza di commutazione ( Hz khz max)

21 Circuito di protezione GO circuito di protezione (snubber) per ridurre la dv/dt allo spegnimento circuito di pilotaggio del gate Caratteristiche transitorie del GO: a) circuito di protezione (snubber); b) spegnimento di un GO Non sopporta dv/dt elevate per cui richiede un circuito R-C di protezione allo spegnimento (snubber) Cadute di tensione V empi di commutazione 5 5 μs

22 ransistore bipolare a gate isolato IGB (Insulated Gate Bipolar ransistor) D G i D conduzione conduzione blocco blocco S IGB: a) simbolo; b) caratteristica i-v; c) caratteristica ideale Pilotato in tensione (circuito di pilotaggio più semplice) Cadute di tensione V con tensioni di blocco di V empi di commutazione μs

23 Confronto tra dispositivi controllati Componente Accensione Spegnimento BJ MOSFE IGB GO Mantenimento di una corrente di base di valore positivo Mantenimento di una tensione al gate di valore positivo Mantenimento di una tensione al gate di valore positivo Impulso di corrente positivo della durata della decina di s e poi mantenimento di una debole corrente di gate Corrente di base negativa, rimovibile quando il BJ raggiunge lo stato di off Assenza di tensione ensione negativa, rimovibile quando l IGB raggiunge lo stato di off Impulso di corrente negativo e di valore elevato IGC Impulso di corrente positivo Impulso di corrente negativo

24 Confronto tra dispositivi controllati dispositivo iristore IGC IGB MOSFE potenza pilotabile Alta (85 V / 5 A 75 V / 65 A)* Alta (65 V / 8 A)* Media (65 V / 75 A V / 5 A 7 V / 6 A)* Bassa V / A 6 V / A) frequenza di commutazione Bassa ( Hz) Bassa ( khz) Media ( khz) Alta (4 khz) *Fonte: YuFen Qiu et A., «Impact of Power electronic Device Development on Power Grid», Proceedings of the 6 8th International Symposium on Power Semiconductor Devices and ICs (ISPSD).

25 Vd Caratteristica del diodo Raddrizzatore monofase a semionda - I interdizione conduzione I max E M -V max V I(t) I M V ac (t) p(t) V d p(t) E M tempo adimensionale (t/) V p dc t V t dt E sint dc t pt dt E I sin t M EM dt EM I M Vmax Imax dt M M 4 4 La potenza elettrica trasmessa è limitata dal valore massimo ammissibile per il diodo della corrente diretta e della tensione inversa

26 Raddrizzatore monofase a semionda - I(t) D on D off D on D off V ac (t) D L R La tensione continua dipende dal carico I(t) D on, D off D off, D on V ac (t) D D L R D = diodo di ricircolo

27 Raddrizzatore monofase a semionda - I(t) E M V ac (t) La tensione continua non è costante nel tempo: Fattore di ondulazione (ripple factor): RF = V dc = E M 4 E M π E M π =. I(t) V ac (t) Per ridurre il fattore di ondulazione si può usare un filtro L-C

28 Raddrizzatore monofase a onda intera < V ac 4 > V ac 4 V ac Filtro LC in uscita 4

29 Raddrizzatore rifase E E E p = commutazioni in un periodo, 6,,, 4 5, 4 5, 6, 6,,, 4 5, 4 E 5 E E 4 6 p = 6 commutazioni in un periodo

30 Raddrizzatore controllato V ac (t) I(t) Comandando l accensione del tiristore con un certo ritardo (t: = t) si può variare la tensione continua dal valore minimo, corrispondente ad =, fino al valore massimo corrispondente ad = α = ω δt V dc E M t V t dt E sint dt cos dc t M E 5 E E 4 6

31 Inverter monofase 4 V ac (t) I ac Self commutated voltage source inverter I dc 4 I ac V ac (t) Self commutated current source inverter

32 Voltage Source Inverter (VSI), ON;, 4 OFF,,, 4 OFF ON; ON;, 4 OFF I ac > I ac > I ac > I ac < 4 I ac < 4 I ac <, OFF;, 4 ON,,, 4 OFF, OFF; ON; 4 ON La potenza viene erogata dal generatore in c.c. La potenza viene assorbita dal generatore in c.c. Non è presente nessun trasferimento di potenza

33 Current Source Inverter (CSI) I diodi servono per bloccare le tensioni inverse sugli IGB, ON;, 4 OFF, OFF;, 4 ON, 4 ON;, OFF V ac > V ac > V ac > I dc I dc I dc V ac < V ac < V ac < I dc I dc I dc, OFF;, 4 ON, ON;, 4 OFF, 4 OFF;, ON La potenza viene erogata dal generatore in c.c. La potenza viene assorbita dal generatore in c.c. Non è presente nessun trasferimento di potenza

34 I dc V ac 4 I ac CSI - Controllando l angolo di accensione degli interruttori statici si controlla la potenza erogata dall inverter p α = ω δt ac t I V, ac dc ac, M t dc ac M t p t dt I V sint dt cos α = p ac t I dc V ac, M α = 45 p ac t I dc V ac, M δt

35 I dc V ac 4 α = 9 I ac p ac t CSI - Per angoli di accensione fino a 9 il funzionamento è da inverter (la potenza fluisce dal lato dc al lato ac, per angoli di accensione fra 9 e 8 (nei dispositivi reali esiste un valore massimo dell angolo limite < 8 ) il funzionamento è da raddrizzatore (la potenza fluisce dal lato ac verso il lato dc) α = ω δt p ac t IdcVac,M cos α = 5 p ac t I dc V ac, M δt δt

36 CSI - V C I dc D D4 4 C C V ac D D V C Quando l inverter è realizzato mediante tiristori, (controllati solo in accensione) ed è collegato ad una rete non alimentata, è necessario inserire dei circuiti per la commutazione forzata. Quando e sono in conduzione i condensatori C e C si caricano con la polarità indicata polarizzando in diretta i tiristori e 4 I dc D D4 V C C V ac C D D Al comando di accensione e 4 entrano in conduzione polarizzando in inversa e e quindi spegnendoli Con e 4 in conduzione i condensatori si polarizzano con la polarità opposta a quella indicata polarizzando in diretta e. 4 V C

37 I ac VSI - Controllando l angolo di accensione degli interruttori statici si controlla la potenza erogata dall inverter V ac 4 p α = ω δt ac t V I, ac dc ac, M t dc ac M t p t dt V I sint dt cos α = p ac t V dc I ac, M α = 5 p ac t V dc I ac, M δt

38 VSI - PWM (Pulse Width Modulation) - L i E sin( t) m v di dt = v E msin(ω t) L I = forma desiderata di corrente Se i(t) < I (t), chiusi,, 4 aperti, v = Se i(t) > I (t), aperti,, 4 chiusi, v = - Commutazione con frequenza f Frequenza di commutazione khz Frequenza di commutazione 5 khz

39 Frequenza di commutazione khz VSI PWM - L i E sin( t) m V I t = I m sin(ω t) P = E mi m Q = E possibile controllare la potenza reattiva (entro certi limiti) I t = I m sin(ω t π ) P = E mi m Q = E mi m

40 PWM sinusoidale (SPWM) L i E sin( t) m V out Il segnale di comando degli interruttori viene ottenuto confrontando un segnale di controllo sinusoidale con frequenza f pari alla frequenza fondamentale della tensione in uscita, con un segnale portante triangolare con frequenza più elevata fs. f s = p ω π p = numero di impulsi per mezzo ciclo Sono nulle tutte le armoniche della tensione di uscita di ordine fino a p-. M = A control A tri M = indice di modulazione L ampiezza della armonica fondamentale della tensione di uscita viene controllata variando l indice di modulazione. V out = M se < M <

41 M =.8 PWM sinusoidale - M =.5

42 = PWM sinusoidale - = /

43 INVERER MULILIVELLO - V ac Sb Sb Db / Da Sa Sa ON: Sb Sb Sa Sa ON: Sb Sb Sa Sa ON: Sb Sb Sa Sa B Sb Db / Da Sa A ON: Sa Sa Sb Sb ON: Sa Sa Sb Sb ON: Sa Sa Sb Sb ON: Sa Sa Sb Sb ON: Sa Sa Sb Sb Sb Sa Ogni ramo dell inverter può portare la tensione del nodo a cui è collegato ad m livelli rispetto al nodo di riferimento (nel caso di figura i livelli sono m =): : quando sono ON tutti gli interruttori inferiori (Sa, Sa ) / quando sono ON gli interruttori centrali (Sa, Sa ) quando sono ON gli interruttori superiori (Sa, Sa) Più elevato è il numero dei livelli, meglio si riesce ad approssimare una tensione sinusoidale

44 INVERER MULILIVELLO - I livelli di tensione possono essere realizzati mediante collegamento in serie di condensatori uguali: Principali vantaggi degli inverter multilivello: Basso contenuto armonico della tensione alternata (per un numero elevato di livelli può non essere necessario il filtro) Ogni interruttore commuta una sola volta in un periodo I diodi di bloccaggio sono soggetti a tensioni inverse ridotte (Vdc/ nel caso considerato) (gli inverter multilivello sono quindi adatti per applicazioni in alta tensione) Principali svantaggi degli inverter multilivello: Elevato numero di componenti Livelli di impiego diseguali per gli interruttori C C / /

45 Inverter trifase S S S5 L L L E E E Self commutated voltage source inverter S4 S6 S L S S S5 Self commutated current source inverter E E S4 S6 S E

46 VSI trifase S S S S S5 L L L E E E S S4 S5 S4 S6 S S6 Conduzione a 8 : ogni interruttore è in conduzione per metà periodo ed in ogni istante sono in conduzione interruttori. E possibile anche una modalità di controllo con conduzione a. Le tensioni concatenate sono funzioni a gradini con tre valori. Variando l angolo di acensione degli interruttori statici rispetto alle tensioni di rete è possibile passare dal funzionamento da inverter a quello di raddrizzatore (variando la corrente lato d.c.) V V V

47 S S S5 L L L E E E Voltage source inverter trifase PWM sinusoidale S4 S6 S V = M per < M <

48 Convertitori back-to-back per la connessione dei generatori eolici alla rete filtro raddrizzatore I dc, I dc, inverter filtro Avvolgimenti del generatore trasformatore rete Segnali di controllo IGB I dc, I dc, Segnali di controllo IGB rm v Sistema di controllo f rete V rete I rete Gli avvolgimenti del generatore possono essere quelli di statore di un generatore sincrono a magneti permanenti o quelli di rotore di una macchina asincrona a doppia alimentazione Il raddrizzatore controlla la velocità di rotazione della turbina L inverter controlla la tensione del bus dc e la potenza reattiva erogata alla rete

49 L I dc I I I LCC (Line Commutated Converter) - E E E Questa tipologia di inverter realizzata con tiristori è largamente utilizzata per la connessione di linee in corrente continua di grande potenza alla rete in corrente alternata. Variando l angolo di innesco dei tiristori è possibile passare dal funzionamento da inverter a quello di raddrizzatore (controllando la tensione della rete in c.c.)

50 pulse bridge Line Commutated Converter - Con un trasformatore a tre avvolgimenti, e due raddrizzatori/inverter trifase si riduce il ripple nel lato corrente continua ed il contenuto armonico nel lato corrente alternata

51 Vac, f AC Linee HVDC con LCC Vdc/ Idc Pdc=Vdc Idc AC Vac, f DC Vdc/ Idc DC Stazione di conversione Stazione di conversione Vac, f Vdc/ Idc Vac, f Pdc=Vdc Idc Vdc/ Idc

52 controllo Convertitore dc-dc abbassatore (buck-converter) = duty cycle δ = t on t on + t off t on t off IGB in conduzione ( < t < t on ) I I L t V t dt = V t on V = V t on t on + t off V = δv V rascurando le variazioni di V = V (C «grande») R i = R R i R δ V V L C I C R V L di L dt = V V t on V t dt I C = C dv dt = V t on L I L t on I L V IGB in interdizione (t on < t < ) I I L L C I C R V L di L dt = V I C = C dv dt V t dt = L I L I L t on t on

53 controllo = duty cycle δ = Convertitore dc-dc elevatore (boost-converter) t on t on + t off IGB in conduzione ( < t < t on ) L I I L t on t off t V t dt = V t on + t off t on V = V t on + t off t off = V δ V rascurando le variazioni di V = V (C «grande») R i = δ R R i R V V C I C R V L di L dt = V I C = C dv dt V t on = L I L t on I L IGB in interdizione (t on < t < ) L I I L V C I C R V L di L dt = V V I C = C dv dt V t dt = V t off L I L I L t on t on

54 controllo Convertitore dc-dc abbassatore-elevatore (buck-boost converter) = duty cycle δ = t on t on + t off t on rascurando le variazioni di V (C «grande») t off IGB in conduzione ( < t < t on ) I t t on V t dt V V = V R i R = V t on t on δ = V = V t off δ R i = δ δ R V I L L C I C R V L di L dt = V I C = C dv dt V t on = L I L t on I L IGB in interdizione (t on < t < ) V I L L C I C R V L di L dt = V I C = C dv dt V t dt = L I L I L t on t on

55 Maximum Power Point racking (MPP) I PV I V PV DC DC V Carico Il chopper permette di variare la tensione ai capi del generatore fotovoltaico per farlo funzionare sempre nelle condizioni di massima potenza, mantenendo costante la tensione sul carico. V PV I PV Controlllo PWM V I MPP, MPP Gli algoritmi per realizzare l inseguimento del punto di massima potenza possono: Utilizzare un modello del generatore fotovoltaico e calcolare le condizioni di MPP dalla misura dell irraggiamento e della temperatura Variare in continuazione la tensione di lavoro (V PV ) e dalla conseguente variazione della potenza erogata misurata calcolare la strategia di variazione