Nuovi trends nella Navigazione Satellitare (1)

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1 Nuovi trends nella Navigazione Satellitare (1) 1 Seminario 3 Nuovi trends in Navigazione Satellitare: implementazione HW e SW di algoritmi per ricevitori satellitari e problematiche di mitigazione dell interferenza. Relatore: Ing. Paolo Tabacco (tabacco@spacetechnology.it) Societa : Space Technology (

2 Introduzione (1) La Navigazione satellitare e quel complesso di discipline che coinvolge un Segmento di Bordo, un segmento di Controllo di Terra, ed uno User Segmet al fine di fornire un servizio di localizzazione terrestre e/o avionico di elevata accuracy nelle piu generali condizioni di propagazione dei segnali necessari a tale funzione. Propagazione va intesa in un senso ampio ovvero sia atmosferica (Iono e Troposfera) sia terrestre (Multipath ed Interferenti). 2 Le applicazioni commerciali e le implicazioni nella vita degli stessi User sono sotto gli occhi di tutti noi nel quotidiano.

3 Introduzione (2) Quello che sta accadendo invece in termini di innovazione tecnologica coinvolge vari aspetti ed applicazioni ed e essenzialmente legato a: 3 aumento delle costellazioni di Satelliti MEO a copertura globale in grado di fornire segnali utili alla soluzione cosiddetta PVT (Position Velocity and Time) aumento della capacita di ranging resolution associate alla estrema complicazione sia delle modulazioni che dei messaggi sia all aumento dei rate di segnalazione (chip rate) disponibili ora anche per usi civili (per esempio ora una 10Mchip/sec e disponibile non solo per scopi militari come lo era anni fa e solo per il GPS L2, ma anche per scopi civili ed in chiaro) diminuzione dei costi associati al processing di algoritmi estremamente complessi per la determinazione sempre piu accurata della PVT ma anche per la capacita di un ricevitore di monitorare la integrity del segnale di Navigazione ricevuto RAIM (RAIM) e quindi aumentare la confidenza che la PVT prodotta sia affidabile e/o di ottima qualita (l Integrita e di particolare interesse per l Avionica).

4 Aumento Costellazioni MEO a copertura globale (1) Senza considerare il sistema Compass Cinese (noto anche come BeiDou-2) ed il vecchio sistema GLONASS sovietico la presenza contemporanea di una costellazione GPS (eventualmente modernizzata), e del sistema GALILEO portera mediamente ad un raddoppio dei segnali disponibili per la soluzione PVT del ricevitore. 4 Nell innovazione dei formati di modulazione si e tenuto conto di tale aspetto introducendo delle modulazioni cosiddette BOC ovvero Binary Offset Carrier andando a piazzare lobi significativi dei nuovi segnali la dove risultano praticamente innocui ai sistemi esistenti (GPS L1 C/A) e cooperanti con esso (GALILEO L1 e GPS L1 modernizzato). E5 (FFT span 800MHz center frequency 1.35GHz vertical resolution 10dB division) E6 L1 A sinistra viene riportato l intero spettro di Navigazione analizzato con uno strumento Analizzatore di spettro utilizzato all uscita del Generatore di Segnale GALILEO Triple Frequency di Space Technology. Tale strumento e capace di generare in tempo reale e contemporaneamente le portanti L1, E5 ed E6 della costellazione GALILEO (verra descritto in seguito).

5 Aumento Costellazioni MEO a copertura globale (2) Le modulazione BOC nel caso di L1 non fanno altro che imprimere un offset in frequenza introducendo una Sub-Carrier (o sotto portante) che consente di spostare il contenuto informativo del segnale di Navigazione (nel caso di sotto riportato L1 GAL) ed e alla base della coesistenza di diversi segnali di Navigazione sulla stessa frequenza centrale RF (in questo caso L1 GPS C/A ed L1 GAL). A sinistra le simule Matlab/Simulink di sotto lo spettro di L1 GAL misurato all uscita del GAL signal Generator di Space Technology. 5

6 Aumento Costellazioni MEO a copertura globale (3) Nel caso di E5 GAL e L5 GPS invece la modulazione AltBOC e utilizzata per spostare sulle due bande laterali E5a ed E5b due messaggi di navigazione e due segnali pilota (ovvero solo codice con dato costante) e si va completamente a sovrapporre (per la sola componente E5a) con il segnale GPS L5. In questo caso le proprieta di ortogonalita dei codice E5a ed L5 (che hanno anche la stessa chip rate come si puo notare dalla larghezza del lobo principale) garantisce la interoperativeita dei due sistemi. A sinistra le simule Matlab/Simulink di sotto lo spettro di E5 GAL misurato all uscita del GAL signal Generator di ST. 6

7 Aumento Costellazioni MEO a copertura globale e GEO/QZSS a copertura regionale (1) 7 In realta lo spettro di navigazione e molto piu affollato. Questa e la situazione attuale considerando anche i sistemi Regionali Giapponese (QZSS gestito da Jaxa) ed il sistema Indiano gestito da IRNSS Europa USA Russia Giappone Cina India

8 Aumento della capacita di ranging resolution associate alla complessita delle nuove modulazioni proposte (1) 8 Di sotto viene riportato lo spettro di un segnale GAL E5 acquisito all uscita di un Generatore di Segnale GAL compatibile. Come si vede si e passati da un segnale con un solo lobo principale con larghezza di banda minore di 2MHz (GPS L1 C/A che e quello correntemente utilizzato nei ns. cellulari o Car Navigators) ad un segnale come GAL E5 dove sarebbero necessari piu di 122MHz teorici (E5 instrument mode il cui spettro misurato all uscita del Generatore di segnale ST e riportato in basso a destra) che sono diventati circa 92MHz a seguito di una negoziazione durata anni tra i responsabili tecnici (Militari) del sistema GPS Americano e gli esperti Europei incaricati di gestire le specifiche del sistema GALILEO. E5 payload mode E5 instrument mode BW = 92MHz BW > 92MHz

9 L incremento di chip rate produce brutalmente una aumento di accuracy nella capacita di determinare e misurare la distanza (pseudorange) tra l i-simo Satellite ed il Ricevitore. Ad esempio considerando laσ τ (deviazione standard) dell errore residuo del loop di recupero di Timing di un ricevitore di Navigazione con un Tracker E-L coerente (Betz 1996) σ τ Aumento della capacita di ranging resolution associate alla complessita delle nuove modulazioni proposte (2) Bn (1 0.5BnT ) Tc D 2C / N0 B B T n (1 0.5 n ) 1 b = T c + D T c B n 2C / N (1 0.5BnT ) 2C / N b 0 π 0 1 b π 1 1 b 2 π Db 1 < Db < π Db 1 Dove T c e il periodo di chip, B n e la banda di loop (one-sided) del DLL in Hz, T e il tempo di integrazione coerente, D e la distanza normalizzata dei discriminatori E-L b e invece il rappresenta la banda normalizzata del Front End complesso del ricevitore (ovvero la banda del ricevitore b=b fe T c ) B fe e la banda complessa del ricevitore rettangolare equivalente che esprime la limitazione in banda analogica del ricevitore Indipendentemente dalla minima distanza del discriminatore E-L in relazione alla banda analogica del ricevitore l errore residuo per il Tracking del Codice e sempre direttamente proporzionale al periodo di chip. Per cui si e passati da segnali per applicazioni Civili (ovvero non Governative o militari) con una chip rate di 1.023MHz (GPS L1 C/A) ad una chip rate 10.23MHz ad esempio utilizzando E5 GAL o L5 GPS. Questo aumenta di un ordine di grandezza l accuracy della soluzione PVT basata sull informazione di ranging del codice anche per le applicazioni civili (prima cio era possibile solo per i militari e col segnale criptato GPS L2). 9

10 Aumento della capacita di ranging resolution associate alla complessita delle nuove modulazioni proposte (3) 10 Per quanto riguarda il recupero di Carrier (PLL loop) le nuove modulazioni presentano il vantaggio della presenza di segnali Pilota (solo codice dato costante), non presente nei sistemi di prima generazione come l attuale GPS L1 C/A. Come conseguenza l errore residuo del recupero di fase di un loop PLL coerente basato sulla presenza di segnali Pilota non e piu affetto dalle perdite di fattore Squaring Loss (parentesi quadra nell espressione dell errore per il discriminatore di Costas di sotto riportata) dovute alla presenza costante dei dati del messaggio di Navigazione come avviene attualmente per il GPS L1 C/A σ PLL 360 Bn 2π C / N0 = 360 B n π C / N 0 2 TC / N 0 Coherent Costas Il tracking coerente di carrier consente quindi precisioni migliori dei discriminatori di fase basate sul Costas detector usato nei sistemi di Telecomunicazioni (Demodulatori) o nel sistema GPS di prima generazione che non forniva segnali Pilota. L effetto dell eliminazione delle perdite di Squaring Loss del PLL non e cosi vistoso per i sistemi Outdoor (si considerano specifiche da sistemi Outdoor valori di C/N0 che vanno da 35 db-hz a 45 db-hz). Anche per i sistemi Indoor con C/N0 che vanno da 25 db- Hz a 35 db-hz se la Banda del loop e molto stretta l effetto e minimo. L effetto piu evidente si ha nei ricevitori GNSS con elevato stress cinematico (missili, caccia Satelliti ecc. ecc.) dove l MTLL (Mean Time to Loose Lock) del PLL rappresenta una metrica molto sensibile a tali stress (test con accelerazioni multiple di g).

11 11 Diminuzione dei costi associati al processing di algoritmi complessi (1) ADR Integration Interval setting DR Average Period setting From Digital IF Down Conversion Stage Start Of Frame Offset Data Channel Despreader and Demodulation Dump ADR Counter Carrier Observable Control Logic Complex Rotator Sideband Translator Cos Sin Enable DR Counter Reset DR Counter Towards Late Complex Correlators Delta Range Observable Complex Correlator Complex Correlator Delta Range Counter Complex Multiplier Carrier NCO Early Code Generator (Pilot Channel) Early Subcarrier Generator Punctual Code Generator (Pilot Channel) Punctual Subcarrier Generator Late Code Generator (Pilot Channel) Late Subcarrier Generator Accumulated Delta Range Counter 10.23MHz NCO PLL loop Filter Phase Error Discriminator Timing Error Discriminator DLL loop Filter Timing NCO Code Generator Reset Integrated Doppler Observable Cos Code Rate Scaling Factor Delta Range Accumulator Carrier PLL Code Accumulator Code Setting Carrier NCO Epoch flag D A 10.23MHz PLL C recovered carrier PLL Phase Error PLL Frequency Error Code NCO Epoch flag DLL Timing Error Code Phase Tutti i vantaggi associati alle nuove Modulazione implicano in realta una maggiore complessita dell HW di Acquisizione ed Inseguimento. A sinistra e mostrato lo schema a blocchi di un Tracker coerente AltBOC del ricevitore E5 di Space Technology. A parte la velocita di clock del core di Inseguimento che e rapportata alla velocita di segnalazione della Sub Carrier di E5 (che e ovviamente superiore alla chip rate) per le modulazioni AltBOC coerenti ci sono le seguenti complessita addizionali: La rimozione coerente della sub carrier PAM del segnale E5 AltBOC richiede correlatori soft, ovvero la presenza di un moltiplicatore ed un accumulatore invece che di un singolo accumulatore come accade per i sistemi GPS o BOC(n,m) per tutti i correlatori necessari al Tracker. Frame Synchronization Deinterleaving Viterbi Decoder BPSK Data Detector BPSK Data Detector Time Receiver Synchronization Control Punctual Code Generator (Data Channels) AltBOC coherent DLL Time serial input 10.00MHz clock input 1PPS input La presenza di Sub-carrier introduce picchi ambigui nella funzione di autocorrelazione. Tale ambiguita va risolta attraverso sistemi di risoluzione a ricerca seriale (Bump- Jumping) o concorrenti come nella tecnica Double Estimator. Demodulated Bits 1PPS output

12 12 Diminuzione dei costi associati al processing di algoritmi complessi (2) La diminuzione dei costi associati al processing e dovuta alla costante integrazione dei componenti analogici e digitali. Di sotto viene riportato la vista top e bottom della Scheda mista analogico digitale sviluppata da Space Technology e capace di integrare in un form factor di 16 mm x 10 mm le risorse HW e SW listate nella Slide successiva.

13 13 Diminuzione dei costi associati al processing di algoritmi complessi (3) L architettura della scheda Space Technology e quella di una Software Defined Radio (SDR) dotata di 2 ADC, 2 DAC piu una FPGA riprogrammabile molto densa, in tecnologia CMOS 40 nm e di un DSP Floating Point completo di SRAM esterna e di un dual channel USB 2.0 PHY. La scheda e inoltre equipaggiata con 8 Input e 8 Output HSSLs ognuno capace di segnalare ad un rate netto di 5Gbps (40Gbps full duplex I/O)

14 14 Diminuzione dei costi associati al processing di algoritmi complessi (4) Utilizzando gli algoritmi di acquisizione e tracking sviluppati nei vari anni da Space Technology, e la scheda descritta nella precedente Slide, Space Technology sta ora implementando nell ambito di un contratto ESA il seguente Ricevitore GALILEO triple carrier (L1, E5 ed E6) ed SBAS (L1 C/A ed L5) dual carrier da utilizzarsi come Precision Time Navigation Receiver per le stazioni di controllo di Payload di Navigazione di nuova generazione.

15 15 Diminuzione dei costi associati al processing di algoritmi complessi (5) Il case del Timing receiver e 19 1U ed e completo di RF Front End triple carrier (antenna ready) e di una sezione di sintesi di precisione adattatori AC-DC e sistema di ventilazione. Il Front End RF e stato sviluppato da DIGIMIMIC ( una sister company di Space Technology specializzata nel design e produzione di MMIC e schede RF. Il dual carrier RF Front End e la scheda DM9100 (vedi front page del data sheet a sinistra). Le caratteristiche del Ricevitore di Navigazione sono riportate nella Slide successiva. Le performance ottenute sono riferite all orologio a basso phase noise (OCXO) integrato nell unita. Di sotto sono riportate le sue performance di Integrated Phase Noise.

16 16 Diminuzione dei costi associati al processing di algoritmi complessi (5) Le caratteristiche tecniche del GAL Timing receiver di Space Technology sono riportate di sotto Specification Value Note Number of simultaneously Demodulated RF carrier 3 GALILEO L1, E5 and E6 Number of Demodulated Space Vehicles per carrier *) Minimum Acquisition C/N0 RF Demodulator LNA Noise Figure RF Front end without Antenna Noise Figure RF Front end without Antenna max Input signal, linear operation 12 35dB-Hz 2.8 db 3.2 db -40 dbm RF Front end without Antenna absolute Max 0 dbm Input signal: Max RF Front gain end without Antenna Gain, (RF Input to BB analog out) (0.4 db filter & cables loss) 76.5 db 47 db RF Direct Demodulator LNA & Filters Analog AGC control range 30dB +10dB 20dB. Noise level, BB analog output any 100 KHz BW -46 dbm (max gain) I,Q,I-,Q-(without Antenna Front End) Noise level, BB analog output any channel (max gain) I,Q,I-,Q-(without Antenna Front End) Internal reference 10.23MHz OCXO External synchronization to 10.23MHz LO External synchronization to 10.00MHz LO -19 dbm Y Y Y wideband Selectable via GUI Selectable via GUI Selectable via GUI Specification Value Note Number of simultaneously Demodulated RF carrier 3 GALILEO L1, E5 and E6 Number of Demodulated Space Vehicles per carrier *) Minimum Acquisition C/N0 RF Demodulator LNA Noise Figure RF Front end without Antenna Noise Figure RF Front end without Antenna max Input signal, linear operation RF Front end without Antenna absolute Max Input signal: Max RF Front gain end without Antenna Gain, (RF Input to BB analog out) 12 35dB-Hz 2.8 db 3.2 db -40 dbm 0 dbm (0.4 db filter & cables loss) 76.5 db 47 db RF Direct Demodulator LNA & Filters Analog AGC control range 30dB +10dB 20dB. Noise level, BB analog output any 100 KHz BW -46 dbm (max gain) I,Q,I-,Q-(without Antenna Front End) Noise level, BB analog output any channel (max gain) I,Q,I-,Q-(without Antenna Front End) Internal reference 10.23MHz OCXO External synchronization to 10.23MHz LO External synchronization to 10.00MHz LO -19 dbm Y Y Y wideband Selectable via GUI Selectable via GUI Selectable via GUI

17 17 Le performance di Inseguimento del ricevitore Space Technology (1) Assumendo le caratteristiche di Phase Noise dell Oscillatore di riferimento integrate nel cassetto 19-1U le seguenti performances di DLL tracking sono raggiungibili per il segnale L1 CBOC. La Tabella mostra anche il lower bound teorico per la modulazione CBOC applicata al segnale L1 secondo lo standard GALILEO SIS ICD piu recente (vers. 13.2) che verra utilizzato per la Fase FOC (Full Operation Capability) del sistema GALILEO. DLL σ Theo(m) σ Meas(m) C/N0=45.3 db-hz Bl=5Hz, T i =1ms C/N0=45.3 db-hz Bl=25Hz, T i =1ms C/N0=35.3 db-hz Bl=5Hz, T i =1ms C/N0=35.3 db-hz Bl=25Hz, T i =1ms C/N0=45.3 db-hz Bl=1Hz, T i =1ms σ 2 DP B = L ~ (1 0.5B T ( R P 2N 0 L I CBOC ~ drcboc ( x) dx ~ (0) R d x= 2 CBOC 2 ( d) 1+ ~ R PTI ~ R N CBOC 2 CBOC 0 (0) (0) C/N0 = 45 db-hz loop B=5Hz e 25Hz C/N0 = 35 db-hz loop B=5Hz e 25Hz

18 18 Le performance di Inseguimento del ricevitore Space Technology (2) Assumendo le caratteristiche di Phase Noise dell Oscillatore di riferimento integrate nel cassetto 19-1U le seguenti performances di PLL tracking sono raggiungibili per il segnale L1 CBOC. La Tabella mostra anche il lower bound teorico per la modulazione CBOC applicata al segnale L1 secondo lo standard GALILEO SIS ICD piu recente (vers. 13.2) che verra utilizzato per la Fase FOC (Full Operation Capability) del sistema GALILEO. PLL σ Theo(deg) σ Meas(deg) C/N0=45.3 db-hz Bl=10Hz, T i =1ms C/N0=45.3 db-hz Bl=0.1Hz, T i =1ms σ PLL = 360 2π B n C / N 0 Per L1 essendo λ L1 = 29 cm a 45 db-hz e programmando da GUI una Banda del loop PLL pari a 0.1Hz, l errore residuo del loop PLL di recupero di Fase della portante e pari a 0.12 gradi (Tabella di sopra) equivalenti a (0.12/360) 19 cm = 0.06 mm. C/N0 = 45 db-hz loop B=1Hz e 10Hz Il ricevitore Space Technology attualmente implementa la soluzione PVT basata sull osservazione delle fasi dei codici (come tutti i navigatori commerciali) e non implementa ancora la soluzione PVT basata sulle osservazioni della fase della portante per cui l accuracy di sopra menzionata e ancora potenziale e non disponibile nella corrente versione del prodotto.

19 19 Scenario operativo dei ricevitori per Navigazione Satellitare (1) Tutto questo incremento di performance e complessita, sia nella generazione di segnali ranging molto piu accurati, sia nella possibilita di implementare algoritmi complessi, viene controbilanciato da uno scenario operativo in cui i ricevitori per Navigazione Satellitari si trovano ad operare in un ambiente radio, che a causa del crescere delle comunicazioni personali Wireless terrestri sta diventando in maniera involontaria (o anche volontaria in alcuni casi) sempre piu denso di potenziali sorgenti interferenti. Per capire perche i segnali GNSS sono cosi sensibili alle sorgenti di interferenza bastera considerare le seguenti relazioni: Potenza minima Trasmessa GPS L1 C/A (P) Perdita di spazio libero (F) Attenuazione Atmosferica (A) Potenza segnale utile GPS L1 C/A all ingresso del ricevitore λ 4πRπ R Minima Potenza ricevuta a terra (S=P-F-A) Potenza di rumore all ingresso del Ricevitore N=kT E B dove dBW (include il guadagno Antenna TX di Bordo) 182.4dB 2.0dB dBW - k e la costante di Boltzmann : x JK -1 -T E e invece la Temperature equivalente di rumore che dipende dal rumore di propagazione atmosferico (sky noise) la Temperature di rumore di Antenna (Antenna noise Temperature), la perdita dei cavi che connettono l antenna al front end RF, e la Temperatura Ambiente ovvero la Temperature operativa del ricevitore -B e la banda analogica del ricevitore -Tipicamente in un ricevitore GPS T E e intorno a 513K -Assumendo cio la potenza di rumre all0 ingresso del Ricevitore GPS sara tipicamente -N= dbw e quindi su una B di ricezione di 2MHz si avra una densita di rumore N 0 =-201.5dBW/Hz -Si otterra quindi un SNR pari a SNR = S N = ( )= -19.1dB

20 20 Scenario operativo dei ricevitori per Navigazione Satellitare (2) Risulta quindi evidente che il livello di segnale nominale di un ricevitore di Navigazione e settato dal Rumore presente all ingresso del ricevitore e non dal segnale utile e che il segnale utile si trovi tipicamente circa 20dB al di sotto del livello di rumore. Si nota inoltre che ad una T E di 513K corrispondera un C/N 0 = S N+B = (-138.5)+10log( )= 43.9 db-hz che rappresenta il valore tipico di un ricevitore Outdoor. Assumendo le condizioni di test da 35dB- Hz a 45dB-Hz precedentemente introdotte per i sistemi Outdoor dobbiamo attenderci che il segnale utile possa anche essere quindi anche 30dB sotto il livello di rumore. In queste condizioni e evidente che qualsiasi sorgente voluta (e non) e che emetta nella banda di interesse per la navigazione potrebbe causare una condizione di blocco analogico (blocking) del ricevitore GNSS che, compatibilmente con la dinamica dell ADC converter, neutralizzerebbe il segnale utile facendolo scendere sotto la soglia di sensibilita dell ADC converter. Tipicamente gli interferenti possono essere di varia natura e sono caratterizzati dalla loro Banda (CW, stretta oppure larga), continuita temporale (impulsati nel tempo oppure no) e continuita in frequenza (allocazione dello spettro costante nel tempo, segnali sweeppati in frequenza). -CW sono considerati i toni oscillanti puramente sinusoidali -Banda Stretta sono gli interferenti la cui banda e minore della chip rate del segnale di navigazione -Banda Larga sono gli interferenti la cui banda e comparabile o maggiore della chip rate del segnale di navigazione Nella prossima Slide una review esemplificativa e non esaustiva di alcuni Interferenti non voluti e riportata.

21 21 Scenario operativo dei ricevitori per Navigazione Satellitare (3)

22 22 Scenario operativo dei ricevitori per Navigazione Satellitare (3) Risultano invece particolarmente dannosi gli interferenti voluti (Jammers). L obiettivo ultimo di un Jammer e impedire i servizi di Navigazione, in una area specifica, mascherando i segnali GNSS con un rumore artificiale. Sebbene Jammare in qualsiasi banda RF e specialmente in quella adibita ai servizi di navigazione sia illegale e perseguibile praticamente in ogni Nazione cio non di meno la disponibilita su Internet di Jammer GPS a basso costo ne facilita la diffusione e quindi la potenziale minaccia.

23 23 Scenario operativo dei ricevitori per Navigazione Satellitare (4) Il Jamming e una maniera grossolana e comuque estremamente dannosa sia per l acquisizione che l inseguimento del Ricevitore GNSS. Cio non di meno e Detettabile, e dipendendo dalla classe del ricevitore e dalle condizioni e Cancellabile o Mitigabile. Una forma piu efficace e sofisticata per impedire il funzionamento di un Ricevitore per Navigazione Satellitare e invece lo Spoofing. Uno spoofer acquisisce e demodula un segnale GNSS rilanciandolo in Trasmissione localmente al ricevitore vittima, con informazioni binarie di trama alterate (ad esempio si possono alterare le Effemeridi o il GAL o GPS System Time) inducendo quindi l algoritmo di Navigazione (PVT solver) in calcoli errati. L unica contromisura possibile e l Autenticazione dei segnali trasmessi (ovvero criptatura sui codici ed anche sui dati). I sistemi Civili (ovvero aperti a tutti come L1 GAL e GPS anche modernizzato) non prevedono l autenticazione. GALILEO sulla Carrier E6 prevede un servizio Commerciale dove invece sara possibile l Autenticazione (ovviamente tutto cio avra un costo additivo di servizio a carico dell Utente)

24 24 Ricevitori GNSS con Interference Detection (1) Storicamente la prima contromisura ideata ed implementata a basso costo sui ricevitori avionici in forma puramente analogica. σ IF σ IDEAL σ IDEAL IDEALrappresenta il valore RMS del livello di rumore che, data una certa quantizzazione dell ADC converter minimizza le perdite di C/N0 all uscita del correlatore CDMA di ricezione assumendo che all ingresso ci sia solo Rumore Bianco e nessun interferente. Il loop analogico di AGC di sopra riportato inseguiva un valore ideale che minimizza secondo la curva a sinstra in funzione del numero di bit dell ADC le perdite di correlazione (e quindi il C/N0 risultante all uscita dei correlatori CDMA).

25 25 Ricevitori GNSS con Interference Detection (2) Dalla precedente curva che rappresenta le perdite di correlazione associate alla sola quantizzazione dell ADC (non ci sono le perdite associate al pre-correlation filtering e nessuna perdita associata alla discretizzazione in frequenza operata dal recupero di carrier) si puo estrarre la Tabella di sotto riportata che rappresenta il valore ottimo k da settare nel loop di AGC per minimizzare le perdite di quantizzazione all uscita dei correlatori CDMA in assenza di ogni sorta di Interferente Per cui in condizioni normali il guadagno di AGC si settera su un valore g 1 tale che g 1 σ = σ IF IDEAL Se il guadagno dell AGC cambiasse bruscamente sarebbe evidente la presenza di una minaccia sotto forma di Jammer perche come abbiamo anticipato le fluttuazioni del livello di rumore all ingresso del ricevitore sono minime (dell ordine di 1 db massimo 2 db e sono molto lente nel tempo). In queste Hp. potremmo assumere che il nuovo guadagno g 2 sia espresso da: g ( σ IF + σ RFI ) = σ IDEAL Si puo quindi detettare il livello di potenza del Jammer rispetto al Noise floor all ingresso del ricevitore (J/N) semplicemente rapportando i guadagni g 1 e g 2 come nella seguente espressione: J / N 2 2 = σ RFI / σ IF g = g

26 26 Ricevitori GNSS con Interference Detection (3) Questo sistema di detezione e ancora utilizzato e viene implementato con tecnica mista analogico digitale come riportato di sotto. Sigma sensing AGC 1 N ( x i ) N i= 1 2 g Re f g( n + 1) = g( n) + K e( n) Absolute value sensing AGC VGA 1 N ( x i ) N i= 1 g Re f g( n + 1) = g( n) + K e( n)

27 27 Ricevitori GNSS con Interference Detection (4) Anche con implementazione digitale la sensitivita del Detettore di AGC e povera perche per avere delle soglie immuni da falsi allarmi il J/N deve essere maggiore di 2 o 3 db rispetto al noise floor (curva di sotto a sinistra). Aumentare il numero di bit di quantizzazione uniforma leggermente il funzionamento di detezione tra Interferenti CW e larga banda (curva di sotto a destra) per cui migliora la stima delσ IF ma le soglie di detezione non si spostano significativamente. Cio non di meno essendo il circuito di detezione molto facile da implementare e poco dispendioso dal punto di vista HW e visto che un AGC nell RF Front End va sempre messo per contrastare l aging della catena di amplificazione analogica del Ricevitore e tra le forme di detezione piu implementata a livello di ricevitori commerciali.

28 28 Ricevitori GNSS con Interference Detection e Mitigation (1) La tecnica dell AGC e una pura tecnica di Detezione nel dominio del tempo ma non puo mitgare l effetto dell interferente perche attenuando il segnale all ingresso del ricevitore si finisce inevitabilmente per attenuare anche il segnale utile. Esistono delle tecniche cosiddette nel dominio della frequenza che invece Detettano e Mitigano i segnali interferenti. Una di questa e la FFT con Frequency Excision (tecnica OFFT di sotto riportata): La tecnica consiste nell analizzare lo spettro subito all uscita dell ADC converter e nel detettare tutti i segnali al di sopra di una soglia (calcolata adattivamente) ed operare sui bin dell FFT una vera e propria operazione chirurgica di excision ovvero azzeramento del contenuto del bin atta a rimuovere l interferente. Ovviamente non e una vera tecnica di Cancellazione perche insieme all interferente vengono elimate componenti armoniche (o segmenti contigui nel dominio della frequenza) del segnale utile.

29 29 Ricevitori GNSS con Interference Detection e Mitigation (2) La tecnica OFFT con excision funziona bene per Jammer CW singolo e multiplo tono oppure per CW inpulsati o sweepati (Chirp RFI) La curva di sotto riporta le performance al variare del tipo di interference del massimo J/S che e rimovibile usando il filtro OFFT e la massima J/S che e tollerabile senza filtro OFFT. Da notare che il limite di tale tecnica al crescere del rapporto J/S e il fatto che il convertitore ADC entrando in saturazione impedisce all FFT di funzionare perche la quantizzazione di ingresso e troppo povera. D altro canto anche la presenza di Jammer a banda stretta puo causare perdite di correlazione troppo ingenti a causa dell eliminazione di una sequenza continua di bin in frequenza. Un altro aspetto non evidenziato dalla curva di cui sopra sta nella dipendenza della efficacia del metodo dalla posizione in frequenza dell interferente. Se l interferente e posizionato in prossimita dei lobi del segnale modulato BOC o AltBOC il suo effetto di Jamming e molto piu dannoso ed il massimo J/S tollerabile con OFFT diminuisce in entrambi i casi (con o senza filtro OFFT).

30 30 Ricevitori GNSS con Interference Detection e Mitigation (3) Per i segnali impulsati invece esistono delle tecniche di mitigazione anche in time domain che si basano sulla detezione dell intervallo temporale durante il quale il Jammer e attivo, e nella mitigazione operata annullando il segnale nel dominio del tempo (tale operazione viene detta Blanking ) ovvero i campioni all ingresso dei correlatori CDMA. Dinamica Nominale all ingresso (4 bits) dei correlatori L1 CBOC (no Jamming) Dinamica alterata da un Jammer Pulsed con le caratteristiche indicate nel Bench Matlab/Simulink riportate a sinistra

31 31 Ricevitori GNSS con Interference Detection e Mitigation (4) A sinistra vengono riportate in alto le dinamiche del segnale all ingresso dei correlatori quando la tecnica di Blanking e applicata (secondo il bench della Slide precedente) ed in basso il C/N0 (metrica di uscita) stimato dal ricevitore in assenza di interferente, e quando e presente l interferente con o senza il circuito di Blanking. In pratica dalle curve di C/N0 si evince che a 46dB-Hz di condizione operativa un Jammer impulsato con J/S di 50 db con PRF (Pulse Repetition Frequency) e duty cycle 0.2% causerebbe una loss di circa 4.5dB sul C/N0. La curva in basso a sinistra mostra che la tecnica di Blanking di questi 4.5dB riuscirebbe a recuperarne circa 3.5dB limitando le perdite del Jammer impulsato ad un solo db.

32 32 Ricevitori GNSS con Interference Detection ad ampia sensibilita (1) Tutte le tecniche di cui sopra sono basate su un livello di Interferente che innesca grosse variazioni di guadagno sull AGC oppure che abbia un livello di potenza sopra la soglia di sensibilita e sotto il livello di saturazione delle tecniche numeriche di analisi spettrale nel dominio della frequenza. Esistono delle tecniche mutuate dal mondo del Image Processing che invece cercano la detezione del segnale interferente in domini diversi da quello di Fourier ovvero di una pura e semplice scomposizione spettrale armonica, dove sia possibile detettare proprieta di correlazione del segnale Interferente anche non CW (dove l FFT brilla) che sfuggirebbero ad una pura tecnica FFT (ad esempio OFFT). Tra queste la Trasformata KLT (Karhunen Loeve Transforms). Car. 1) La KLT decompone i campioni di un segnale in ingresso al Ricevitore GNSS utilizzando un Car. 1) La KLT decompone i campioni di un segnale in ingresso al Ricevitore GNSS utilizzando un sistema di funzioni base flessibile e non limitato alle funzioni armoniche seno e coseno come la FFT. Car. 2) La KLT congloba i concetti di analisi determistica e stocastica di un segnale tempo variante, e sebbene il set delle funzioni base siano deterministici, la KLT riesce ad estrarre informazioni aleatorie dal segnale di ingresso caratterizzando il valore atteso della potenza delle funzioni base ed andando a modulare il contributo di potenza di ognuna di esse invece che a calcolare esattamente il contributo di potenza del segnale per ognuna delle funzioni base come avviene per l FFT. Questo consente di filtrare via le componenti non stocastiche (ovvero il back ground noise) e mantenere le informazioni rilevanti del segnale di ingresso Cat-. 3) Per questo motivo la KLT e capace di detettare segnali molto piu deboli della FFT e funziona bene sia per segnali interferenti sia a banda stretta che a banda larga.

33 33 Ricevitori GNSS con Interference Detection ad ampia sensibilita (2) - La KLT si puo attualmente utilizzare nei ricevitori GNSS, come si sistema di detezione che agisce a livello SW all uscita del convertitore ADC del ricevitore GNSS non in tempo reale essendo un tipo di Trasformata in cui: i coefficienti di decomposizione (come ad esempio twiddle factor di una FFT) non sono noti a priori ma dipendono dal segnale di ingresso ed una inversione di Matrice a run time e necessaria per calcolarli non sono noti algoritmi fast di implementazione (come la FFT per la DFT) Per confronto mostriamo attraverso simulazione Matlab/Simuling (vedi bench di sotto riportato) le proprieta di Detezione della KLT in rapporto alla FFT. Considerando 2 soli autovettori della KLT l andamento degli autovalori e riportato di sotto mentre la stima dello spettro eseguita nel dominio di Fourier e nel dominio KLT e riportata nella Slide successiva.

34 34 Ricevitori GNSS con Interference Detection ad ampia sensibilita (3) La figura di sotto riporta la stima spettrale fatta nel dominio di Fourier (FFT forma d onda blu) e nel nominio KLT (forma d onda rossa) a parita di segnale di ingresso con un Interferente CW sotto il ground floor del ricevitore (come risulta evidente dal fatto che l FFT non detetta alcun picco). Risulta evidente che la KLT identifica la correlazione associata al Tono interferente (componente deterministica) e filtra il background noise. Risulta quindi evidente la maggiore sensibilita di questo algoritmo di detezione rispetto alla semplice decomposizione nel dominio della frequenza (FFT).

35 35 Ricevitori GNSS con Cancellazione Interferenti a RF (1) Sinora abbiamo mostrato solo tecniche di Detezione o Detezione e Mitigazione. Il concetto di Mitigazione e associato al fatto che le tecniche di contrasto del fenomeno agiscono in parte anche sul segnale utile. La Cancellazione e invece una tecnica selettiva che tende ad agire solo sul segnale interferente e non sul segnale utile. Dovrebbe essere inoltre noto che, anche se non e oggetto del presente Seminario (per questioni di brevita ) in realta le tecniche piu efficaci per la cancellazione sono quelle basate sulla Diversita di Spazio ovvero le tecniche di Beam Forming (BF) adattivo (di per se queste tecniche sarebbero oggetto di un altro seminario Space Technology separato). Le tecniche di BF rappresentano comunque un step di incremento di complessita rilevante per il Ricevitore GNSS per i costi associati sia all antenna (primo costo addizionale sempre presente) che al front end RF (secondo e ultimo costo addizionale se BF analogico) che in aggiunta a quello di conversione ADC e processing digitale (terzo e ultimo costo addizionale se il BF e implementato con tecnica digitale). Risulta evidente inoltre che l efficacia del sistema a diversita di Spazio (BF) e superiore se il segnale viene filtrato in Diversita di Spazio il piu vicino possibile all Antenna evitando di far lavorare gli stadi analogici in condizioni di saturazione ed in ultima analisi prevenendo dannose distorsioni di non linearita sia di ampiezza che di fase sino ad arrivare ad un vero e proprio blocking analogico. Questo concetto viene applicato (Cancellazione a RF) anche nello Smart RF Front End concepito da Space Technology (ed in corso di sviluppo in formato scheda 3U da DIGIMIMIC). Tale Front End RF presenta una complessita ridotta rispetto al BF (solo due Antenne). Finita la fase di validazione su scheda DIGIMIMIC proporra uno studio per l integrazione in un singolo chip SiGe BiCMOS di tale dual antenna Smart RF Front End.

36 36 Ricevitori GNSS con Cancellazione Interferenti a RF (1) Come anticipato nella precedente Slide esistono delle tecniche RF basate su Cancellazione di sorgenti di Jamming che utilizzano soltanto due antenne. Tali tecniche che sono in grado di cancellare segnali interferenti a banda stretta ed a banda larga direttamente a livello RF prima della down conversione IF analogica e soprattutto prima della conversione ADC preservando l integrita del segnale utile e la capacita di detezione delle tecniche algoritmiche digitali dei residui di interferente sotto il Ground Floor del Ricevitore (evitando la saturazione dell ADC di ingresso e garantendo il suo pieno range dinamico). Queste tecniche sono state inizialmente sviluppate nei sistemi di guida delle cosiddette armi intelligenti e sono basate sulla presenza di una antenna di segnale S e di una antenna Jammer J.

37 37 Ricevitori GNSS con Cancellazione Interferenti a RF (3) Di sotto viene riportata una simulazione Matlab/Simulink che spiega il funzionamento dello smart RF Front End (dual Antenna)

38 38 Ricevitori GNSS con Cancellazione Interferenti a RF (4)

39 39 Ricevitori GNSS con Cancellazione Interferenti a RF pilotati da KLT (1) Space Technology ha continuato ad espandere il concetto agganciando le proprieta di cancellazione di un front end RF dual antenna alle proprieta di detezione di Interferenti sotto il Ground Floor proprie della trasformata KLT, producendo risultati molto interessanti dal punto di vista applicativo. In particolare alla fine della scansione coarse di Cancellazione presentata nelle 2 precedenti Slides, il segnale all ingresso del ricevitore RF avrebbe comunque uno spettro come quella della wave E nella Figura a sinistra. Quindi l interferente alla fine della scansione Coarse si troverebbe appena sotto o in prossimita del Ground Floor del ricevitore GNSS (wave rossa a sinistra) ma comunque ancora ben al di sopra in termini di potenza rispetto segnale GAL L1 di Navigazione (segnale utile wave A). Quindi se al segnale E applicassimo la KLT Transform ed usassimo la sua capacita di detezione, potremmo ulteriormente ridurre il J/S migliorando, fuori tutta, le performance del ricevitore. Nota che la tecnica e precorrelativa per cui il beneficio si avrebbe sia in Tracking ma anche in Acquisizione.

40 40 Ricevitori GNSS con Cancellazione Interferenti a RF pilotati da KLT (2) Effettivamente analizzando il segnale E-Cancellation reached alla fine della scansione coarse con la KLT si otterrebbe lo spettro riportato di sotto. Effettivamente un residuo di circa 10 db e ancora presente per un detettore piu raffinato della FFT come la KLT. Usando la KLT come detettore per pilotare una ulteriore scansione fine del Canceller RF si otterrebbe il risultato riportato nella Slide successiva.

41 41 Ricevitori GNSS con Cancellazione Interferenti a RF pilotati da KLT (3) Come risulta evidente comparando i due spettri nel dominio KLT prima e dopo la cancellazione fine il J/S residuo prima dei correlatori e stato ridotto di circa altri 10 db!!!

42 42 Conclusioni (1) Il generatore di segnale GAL (ed ora anche GPS ed SBAS) e/o Interferenti e basato sulla stessa scheda SDR usata per il ricevitore (si usano in questo caso i 2 DAC per generare il segnale di navigazione up convertito in digitale a IF 140MHz) utilizzando uno dei piu piccoli e performanti triple Frequency L-Band RF Up Converter unit svippato da DIGIMIMIC (16 mm x 10 mm) di sotto riportato. Una singola 3U Board genera sino a tre carrier in Banda L. La sintesi e esterna.

43 43 Conclusioni (2) Host Software DSP SW Layer Message Generation SIS Unit Transmitter Section FPGA digital HW Layer Satellite / Receiver Motion & Geometry Floating Point DSP SW Layer Channel Section Analog HW layer with digital control Analog Front End Il generatore di segnale GAL dual carrier e composto da solo una scheda SDR (ogni scheda genera 8+8 SVs completi di canale di propagazione incluso Multipath o SVs con canale propagativo senza Multipath) 16 mm x 10 mm (formato 3U) e da una sola scheda DM9300 (RF up-converter di DIGIMIMIC) sempre 16 mm. X 10 mm. Tale generatore e un vero Signal In Space Generator completo di tutti i fenomeni propagativi rilevanti la Navigazione Satellitare ed e dotato anche di un generatore del messaggio di Navigazione GAL compatibile (aggiornato alla piu recente release di specifica GAL SIS ICD vers. 13.2). Analog IF 140MHz Ch0 Analog IF 140MHz Ch1

44 44 Conclusioni (3) Di sotto una acquisizione con analizzatore di spettro per un esempio di 4 SVs (Space Vehicle) generati per il segnale L1 GAL. Si sono introdotti da GUI (Graphical User Interface) 4 offset diversi in frequenza per evidenziare la presenza simulatanea dei 4 Satelliti. Va notato che i segnali RF sono generati da un solo DAC e up-convertiti in banda L (RF) utilizzando una sola catena di up conversione. Segue una serie di Slides che mostrano acquisizioni da strumentazione standard (Spettri, Oscilloscopi Time Domain, e Scattering Diagram da Logic State Analyzers) atte a verificare tutti gli effetti propagativi e di distorsione di Bordo presenti nel modellatore di canale e del Payload di Navigazione in tempo reale.

45 45 Conclusioni (4) E5 L1 or E6 SIS ICD 12.0 Satellite TX Antenna Pattern Effects Di sopra le acquisizioni con Logic Analyzer dello Scattering Diagram all uscita del ricevitore I e Q Banda Base avendo settato il generatore di Segnale con una Traiettoria MEO con elevati angoli di inclinazione e antenna con Diagramma di Radiazione (settato dall utente sulla GUI del Generatore di Segnale) a puntamento fisso inizialmente verso il ricevitore mantenendo poi costante il puntamento (senza ripuntarlo in automatico verso il Ricevitore al passaggio verso lo Zenith. Doppler, Ritardo variable ed attenuazione da propagazione Tropo e generatore di Rumore Termico sono stati disabilitati per mostrare l effetto del Diagramma di Radiazione)

46 46 Conclusioni (5) E5 L1 or E6 SIS ICD 12.0 Multipath Effects Di sopra le acquisizioni con Logic Analyzer dello Scattering Diagram all uscita del ricevitore I e Q Banda Base avendo settato nel generatore di Segnale un canale propagativo formato da una Line Of Sigth (LOS) e uno dei 4 Raggi di Multipath (MP) attivo con Satellite e Ricevitori fissi e con Doppler, Ritardo variable ed attenuazione da propagazione Tropo e generatore di Rumore Termico disabilitati per mostrare l effetto di rotazione locale intorno al simbolo causata dal Doppler da un solo raggio del MP,

47 47 Conclusioni (6) E5 Spectrum without AM/AM and AM/PM Distortion E5 Spectrum with AM/AM Distortion Acquisizione con analizzatore di spettro a RF forzando una forte distorsione non lineare AM-AM (clipping a mezza dinamica di uscita) introdotta programmando la LUT AM-AM da GUI. L effetto spill over o di ricrescita dei lobi (regrowth) si nota con la presenza nello spettro misurato e riporta a destra di 2 extra lobi agli estremi del segnale E5 AltBOC.

48 48 Conclusioni (7) E5 Spectrum with AM/PM Distortion Scattering Diagram with AM/PM distortion Acquisizione con analizzatore di spettro a RF forzando una forte distorsione non lineare AM-PM (forcing a an amplitude proportional phase distortion above a certain input TWTA power) introdotta programmando la LUT AM-PM da GUI. L effetto si nota a sinistra con la deformazione piu netta di alcuni lobi in banda con uno spillover ma senza aggiunta di lobi addizionali (confrontare con la precedente Slide). Si e inoltre acquisito il Diagramma di Scatterin (wave a destra) usando un oscilloscopio e monitorando in accumulo le componenti in Banda Base analogico (I e Q) all uscita del generatore di segnale Space Technology

49 49 Conclusioni (8) E5 E6 Satellite Receiver Time Delay Effects Forma d onda verde e 1PPS strobe mentre il segnale Celeste rappresenta in uno dei canali DAC della scheda SDR di Space Technology il segnale GAL E5 con Satellite e Ricevitore fissi (forma d onda a sinistra o E6 forma d onda a destra). La forma donda Viola rappresenta per E5 a sinistra e per E6 a destra lo stesso ricevitore fisso ed il Satellite che nel tempo di muove secondo la sua traiettoria MEO accumulando nello Scope le forme donda acquisite utilizzando la 1PPS strobe come Trigger (l oscilloscopio e un 20Gsps True Sampling Scope con 6GHz di banda analogica). Nel Test di sopra riportato Doppler ed Attenuazione Tropo erano disabilitati.

50 50 Conclusioni (9) E5 E6 Satellite Receiver Free Space Propagation effects Significato e colori delle forme d onda come per la Slide precedente. Si vede come in accumulo l ampiezza del segnale cambia secondo la Free-space Loss (circa 3dB per un MEO con piano Orbitale ed Angolo di Inclinazione compatibile con le specifiche di GALILEO), Nel Test di sopra riportato Doppler ed Ritardo di Propagazione erano disabilitati.

51 51 Conclusioni (10) E5 L1 or E6 SIS ICD 12.0 Satellite Receiver Doppler Di sopra le acquisizioni con Logic Analyzer dello Scattering Diagram all uscita del ricevitore I e Q Banda Base avendo settato il generatore di Segnale solo con l effetto di Doppler inteso come rotazione della sola Carrier in Trasmissione (disabilitando il ritardo variabile che comunque fa parte del Doppler solo per mostrare la rotazione temporale del Simbolo Trasmesso e l attenuazione Tropo). Si nota in accumulo la rotazione del simbolo trasmesso. Nel SIS ICD 13.2 la costellazione di L1 e a 8 punti invece che 6 come nella vecchia versione 12.0.

52 52 Conclusioni (11) L esperienza cumulata da Space Technology nel settore della Navigazione sia a livello di sistema che implementativo e gli interessi nello sviluppo di ricevitori di grandi prestazioni contestualmente all evolversi delle tecniche di Signal Processing nel settore specifico giustificano l effort che ST sta profondendo nello sviluppo e nella messa a punto del Test Bench introdotto. Ci sono vari spunti per vari approfondimenti (sia Tesi Magistrali che Dottorati) con la possibilita di operare a breve nel Test Bench di Navigazione ST anche con segnali acquisiti direttamente da Antenna e con la possibilita di processarli sia in differita ed in modo SW (C++ o Matlab/Simulink) agendo su data base (immagazzinati su Hard Disks) contenenti sino a 4 ore continue di registrazione per segnali con banda sino a 50MHz (GAL L1 ed E6) e 2 ore per segnali con banda 100MHz (GAL E5 AltBOC), sia in tempo reale (grazie al core del Ricevitore real time di Space Technology) per progetti realizzativi. L ambiente di emulazione e completo e comprende anche un SIS Generator proprietario e generatori di inteferenti di ogni tipo (inclusa la larga banda) e si presta anche ad usi misti ovvero segnali da Antenna, satelliti ed interferenti generati artificialmente. La cooperazione avviata anni fa con il Prof. Giunta, ed ora anche con il Prof. Benedetto, continua con l auspicio di ottenere nell immediato futuro, un maggior coinvolgimento a livello realizzativo, della stessa Universita UNIROMA 3.