STADIO FINALE DI UN AMPLIFICATORE AMPLIFICATORE PUSH-PULL COMPLEMENTARE

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1 UNIVESITÀ DEGLI STUDI DI LECCE COSO DI LAUEA TELEDIDATTICO IN INGEGNEIA INOMATICA POGETTO ELETTONICA I Docente Prof. Marco PANAEO STADIO INALE DI UN AMPLIICATOE AMPLIICATOE PUSH-PULL COMPLEMENTAE Studente: Alessandro GOTTOLA

2 INDICE Introduzione caratteristiche di uno stadio finale push-pull come stadio finale 2 Analisi e progetto di un amplificatore a stadio finale push-pull specifiche di progetto 7 Dimensionamento stadio push-pull punto di laoro guadagno resistenze ingresso e uscita 8 Dimensionamento stadio emettitore comune punto di laoro guadagno resistenze ingresso e uscita 14 Dimensionamento stadio collettore comune punto di laoro guadagno resistenze ingresso e uscita 18 Analisi del circuito completo guadagno 21 Calcolo delle frequenze di taglio frequenza di taglio inferiore frequenza di taglio superiore 24 Data-sheet 31 Bibliografia 34 2

3 INTODUZIONE Col presente progetto si analizzerà il comportamento di un amplificatore di tipo push-pull complementare. La bassa impedenza di uscita, l eleata dinamica del segnale di uscita e l eleato rendimento di potenza che si richiedono normalmente ad uno stadio finale di un amplificatore giustificano l esigenza di usare questo elemento circuitale per tali fini, in quanto pur essendo possibile ottenere una bassa impedenza di uscita con un transistore a collettore comune, per aere anche un eleata dinamica con questo elemento circuitale, occorre sacrificare molto il rendimento. A titolo di esempio si osseri questo semplice circuito a collettore comune: VCC S Q Q2N2222A IE IL L Vo VS -VEE igura 1: amplificatore a collettore comune nell ipotesi che sia L = 1Ω e si oglia ottenere una dinamica di uscita di ±1V (le alimentazioni sono fissate a 12V), occorre dimensionare la resistenza con un opportuno alore. Quando la tensione di uscita è negatia, è percorsa dalla somma della corrente I L, che fluisce in senso contrario a quello indicato in figura, più la corrente di emettitore I E. All estremo inferiore della dinamica (V o = -1V), applicando la legge di Kirckkoff delle tensioni, si ha che V EE - V - V O =, cioè aendo indicato con V la tensione ai capi della resistenza di emettitore, si ha che su deono cadere 2V. Ma in queste condizioni il transistore è interdetto essendo la tensione V BE < e la tensione V CB >, e quindi la corrente di emettitore si può considerare nulla, e si giunge così alle seguenti uguaglianze: Vo 1V I L = - = - = -1mA L 1Ω così si ricaa il alore di : V EE - I L - V O = (con I E = ) = 2Ω quando la tensione di uscita inece è positia (V o = +1V), il transistore fornisce corrente sia al carico che a, in L passerà una corrente di 1mA ma in una corrente di ben 1.1A: I L = Vo = L 1V 1Ω = 1mA V EE (I L + I E ) +V O = I = (I L + I E ) = VEE + Vo = 1.1A 3

4 La resistenza è indispensabile quando la tensione di uscita è negatia, in quanto assorbe corrente dal carico, tuttaia la sua presenza è scomoda per tensioni di uscita positie, doe si è dimostrato un grande spreco di corrente che rende molto basso il rendimento del circuito. I problemi di rendimento testé introdotti engono corretti sfruttando il funzionamento complementare dei transistori npn e pnp, elementi fondamentali di un circuito in configurazione push-pull, il cui nome è conseguenza appunto dall operazione di aspirazione (pull) e pompaggio (push) di corrente da e erso il carico ottenuta proprio tramite i due transistor a giunzione, come ad esempio un Q2N2222a (npn) e un Q2N297A (pnp) mostrati in figura 2: V i Qn Q2N2222A VCC Q2N297A Qp VEE L Vo In assenza di segnale i due BJT sono entrambi interdetti, mentre quando sono in conduzione si comportano come un normale stadio a collettore comune. Durante la semionda positia ( i >) entra in funzione il transistor Q 1 e Q 2 è interdetto, al contrario durante la semionda negatia ( i <) la polarizzazione è tale che Q 1 è interdetto e si attia Q 2 (complementarietà dell amplificatore). C è da notare però che per -.7V i.7v, cioè per i < V BE(Qn,Qp), nessuno dei due BJT conduce. Graficamente quindi il segnale di uscita proporrà l andamento riportato nelle figure sottostanti: igura 2: push-pull complementare di classe B igura 3: fenomeno di distorsione di cross-oer igura 4: l identico fenomeno osserato dalla simulazione con SPICE 4

5 Si ossera allora un fenomeno di distorsione detto di cross-oer, rileante se il segnale di ingresso ha un ampiezza picco-picco poco eleata, cioè confrontabile con il alore di V BE. Per eliminarla è quindi opportuno aggiungere una batteria (fig. accanto) la cui d.d.p. è pari a V BE1 sulla base di Qn e pari a V BE2 sulla base di Qp. Questo tipo di amplificatore il cui la distorsione di cross-oer è eliminata iene detto amplificatore di classe AB, la cui caratteristica è che i due transistor funzionano in zona attia anche per bassi alori della tensione di ingresso ( i ). Una piccola ariazione positia di i porterà in funzione Q n, al contrario una ariazione negatia porterà a condurre Q p. Vi Vbe1 Vbe2 +Vcc Qn Q2N2222 Qp Q2N297A -Vee igura 5: amplificatore push-pull di classe AB L Vo igura 6: in un amplificatore di classe AB si può notare l assenza del fenomeno di distorsione Poiché la caduta di tensione alla base di ciascun transistor è pari alla c.d.t. ai capi di un diodo, è possibile utilizzare in luogo delle batterie, due diodi al silicio (fig.7) che engono polarizzati per mezzo di una resistenza che fornisce la corrente di riposo I Q che garantisce la conduzione dei diodi, compensando così le tensioni di soglia dei due BJT, e assicurando che per ogni alore di i, almeno uno di essi sia in conduzione. La presenza delle resistenze E1 e E2 (di alore molto piccolo in modo che non pregiudichino la bassa impedenza di uscita che desideriamo e che non diminuiscano la dinamica dell amplificatore) su ogni emettitore fanno si che nel caso in cui V D1 >V BE1 e V D2 >V BE2, Q 1 e Q 2 eitino di bruciarsi, essendo entrambi in conduzione e enendosi a creare un corto circuito tra le due alimentazioni. D1 D1 D1N4148 Qn Q2N2222 E1 Vcc Vs s D2 D2 D1N4148 E2 Qp Q2N297A L Vee igura 7: amplificatore push-pull con polarizzazione a diodi 5

6 NOTA: È bene a questo punto fare una distinzione sulla classificazione degli amplificatori, che a seconda del tipo di polarizzazione engono detti di classe A, B, AB o C. - in un amplificatore di classe A il punto di laoro e il segnale di ingresso sono tali da farlo funzionare essenzialmente in un tratto lineare delle sue caratteristiche; Vcc L C ib ic Q1 + Vs VBB - in un amplificatore di classe B il punto di laoro è posto ad un estremo delle caratteristiche in modo che la potenza assorbita a riposo sia molto piccola (essendo agli estremi delle caratteristiche o la corrente o la tensione nulla). In figura sotto ad es. essendo V BB = la corrente di riposo I C =. Se il segnale di ingresso è sinusoidale si ha amplificazione solo per metà del ciclo, cioè per un semiperiodo se la corrente di riposo del circuito è nulla tale rimarrà per metà periodo anche la corrente di segnale (per questo motio si preferisce l utilizzo combinato di due transistor complementari in modo da riproporre una forma sinusoidale anche in uscita) Vcc C ib ic Q1 ic = il + Vs L - in un amplificatore di classe AB il funzionamento è intermedio rispetto a quanto definito nei due punti precedenti, e il segnale di uscita sarà nullo per un tempo inferiore ad un semiperiodo del segnale di eccitazione sinusoidale - in un amplificatore di classe C il punto di laoro è scelto in modo che la corrente o la tensione di uscita sia nulla per più di metà periodo del segnale sinusoidale di ingresso 6

7 ANALISI E POGETTO DI AMPLICATOE A STADIO INALE PUSH-PULL - SPECIICHE DI POGETTO - Il progetto dell amplificatore inizia fissando il guadagno finale A V = 4, la corrente di collettore I C = 1mA, con una tensione di alimentazione V CC (-V EE )=12V e un carico L di 8Ω aendo intenzione di applicare all amplificatore un altoparlante. I transistor impiegati nello stadio finale sono un Q2N2222A (npn) e un Q2N297A (pnp), mentre i diodi impiegati per eliminare la distorsione di cross-oer sono due D1N4148. Quando Q n o Q p sono in funzione a seconda che il segnale di ingresso sia maggiore o minore di zero, ognuno dei due BJT si comporta da amplificatore a collettore comune. Come primo stadio scegliamo un amplificatore ad emettitore comune realizzato con un transistor Q2N2222A (npn), pertanto aremo il seguente modello, doe il condensatore C T è sfruttato per limitare la frequenza di taglio superiore a 2kHz per eitare che l ampiezza di banda eccessia causi un eleato rumore, mentre C a e C b e C L incidono sulla frequenza di taglio inferiore che fissiamo a 2Hz: D1 1 c CT Cb D1 D1N4148 Qn Q2N2222 CL Vcc Ca Vee Vs s 2 Q1 Q2N2222 E D2 D1N4148 Qp Q2N297A D2 L igura 8: amplificatore a due stadi (emettitore comune e push-pull) Lo studio di un amplificatore in questa configurazione può aenire per gradi, faorita anche dalla possibilità di separare l analisi dei due stadi in continua, comportandosi in questo caso i condensatori da circuiti aperti. È inoltre possibile deriarne in questa situazione i alori delle resistenze. In un secondo momento sarà possibile proseguire l analisi in alternata, alutando infine la banda passante e erificando che essa sia compresa nei limiti fissati in precedenza con la frequenza di taglio inferiore e superiore. Lo studio del progetto procederà confermando passo passo la correttezza dei dati ricaati analiticamente tramite simulazione ottenuta con il software di elettronica OCAD-PSPICE. 7

8 DIMENSIONAMENTO DELLO STADIO INALE (PUSH-PULL) Nello stadio finale, la presenza del condensatore sul carico si rende necessaria qualora il alore di L fosse molto piccolo (come il caso posto in progettazione di un altoparlante come carico di impedenza di soli 8Ω), tuttaia esso permette di fare a meno delle resistenze di emettitore in quanto fa si che gli emettitori dei due BJT non engano a troarsi in corto circuito.icordando che i due transistor sono complementari e con caratteristiche simili, con le doute semplificazioni possiamo considerare senza perdere la correttezza dei dati troati, uno solo di essi. Infatti si ha applicando la LKT alle maglie: V CC + V EE V D1 I 1 D1 - I 2 D2 V D2 = V D1 + V D2 = V BEn + V BEp doe le tensioni V BEn e V BEp, sono rispettiamente le tensioni base-emettitore dei transistor Q n e Q p. Essendo V CC = V EE, V D1 = V D2, V BEn = V BEp e D1 = D2, aendo impiegato due diodi identici e due transistor dalle caratteristiche simili, si ha: 2V CC 2V D1 2I 1 D1 = I 1 D1 = V CC V D1 2V D1 = 2V BEn V D1 = V BEn quindi semplificando si può considerare un solo transistore e ricaare i seguenti dati: D1 I1 A + IB1 + VBEn VD1 - D1 ID VCC Qn Q2N2222A - igura 9: essendo i due BJT complementari è possibile dall analisi di uno solo di essi ricaare il comportamento di entrambi dalla LKC al nodo A, si ha: inoltre algono le relazioni fondamentali: mentre dai data-sheet di eince che: quindi ricaiamo infine: I E1 I 1 = I D1 + I B1 IE1 I B1 = 1+ β IC1 = 1mA β Qn = 7 I D1 = 5mA (per V D1 =.7V) IC1 I 1 = I D βqn 5 ma Una olta nota la corrente I 21, dall applicazione della LKT, considerando che V D1 =.7V, si può ricaare il alore della resistenza 21 : VCC VD1 D1 = D2 = = 2.26kΩ I1 8

9 I dati troati per ia analitica engono sostanzialmente confermati dalla simulazione con SPICE: 5.8mA 6.86mA D1 2.26k Vcc 1.78mA 5.1mA Cb 6.368uA D1 D1N4148 Qn Q2N mA CL A A s 2k Vs 5.1mA 5.6mA VO = VAMPL = 1mV EQ = 1kHz D2 D1N uA D2 2.26k 6.86mA Vee 1.84mA Qp Q2N297A -1.8mA A L 8 igura 1: alori delle correnti nel push pull igura 11: In figura è rappresentato il alore della tensione V CE. Per alori grandi (piccoli) di i il transistor Q 1 (Q 2 ) satura, per cui la max (min) tensione positia (negatia) di ogni transistor sarà: V CE(max) = V CC -V CE1(sat) V CC ( V CE(min) = -V cc -V CE2(sat) ) questo risultato è anche consistente con quanto detto sugli amplificatori di classe B e AB circa la determinazione della corrente o tensione di laoro posti agli estremi delle caratteristiche di uscita In figura 1 accanto i alori delle correnti che corrispondono ai alori imposti in fase di progettazione. In alternata inece, i condensatori engono sostituiti da cortocircuiti ed entrambi i transistor funzionano in zona attia essendo un amplificatore di classe AB. Tuttaia nell ipotesi di considerare il segnale di ingresso i >, il transistore Q n fornisce una certa corrente i n mentre il transistor Q p fornisce una corrente molto piccola (al contrario se fosse i < ). Si può capire meglio questo fenomeno osserando la figura 12, ricordando che i due BJT hanno caratteristiche simili, e analizzando le seguenti relazioni: VCC essendo le giunzioni B-E assimilabili ad un diodo a giunzione, la corrente che le attraersa si può così esprimere: s Vs D1 + VD1 - D1 + VD2 - D2 D2 VBB Qn + Q2N2222A VBEn - In VBEp + - Qp Q2N297A VEE igura 12: effetto di tensioni e correnti Ip Io L 8 9 I n = I p I Q = I S e VBEn VT VBEP = I S e VT una piccola tensione positia di ingresso i > porterà a condurre maggiormente il transistor Qn e debolmente il transistor Qp, e di conseguenza il carico sarà percorso da una corrente I n = I p + I o ma al crescere di I n aumenta anche V BEn (essendo V BEn = = V T ln ( In ) ) e perciò essendo Is V BEn + V BEp = V BB segue che per mantenere l uguaglianza precedente dee diminuire V BEp e di conseguenza I P. In conclusione la corrente I o per i > si può considerare generata dal solo transistore Qn

10 Analizzando il modello per piccolo segnale del circuito di figura 12, sostituendo i diodi con le rispettie resistenze differenziali, ai due transistor il modello a parametri ibridi, e portando a massa le tensioni V CC e V EE otteniamo il circuito di figura 13. D1 rd1 Bn rp1 gmvbe1 Cn La resistenza differenziale r d, essendo η= 2 per diodi al silicio, e V T = 25 mv, ale: ηv T r di = = 1Ω (i = 1,2) IDQ En Ep s rd2 rp2 gmvbe2 Vs Bp D2 Cp igura 13: circuito a parametri ibridi L 8 dato il alore estremamente piccolo si possono approssimare con dei corto circuiti, mentre nell ipotesi che i >, la corrente di uscita è fornita da i n, quindi si può rimuoere il generatore pilotato di corrente g m be2. Nel modello inoltre non sono contemplate le resistenze r, in quanto a causa del loro alore particolarmente eleato (dal data-sheet risulta di circa 76.5kΩ) si possono elidere enendosi a troare in parallelo col carico di appena 8 ohm. Con queste approssimazioni la resistenza r π1 iene a troarsi in parallelo con r π2 e lo stesso accade per le resistenze Di (i=1,2). Dal data-sheet è possibile ricaare i alori dei parametri del modello per piccolo segnale, si ottiene così: β = Ic g m = =.4 ( con V T 25mV) VT β r π = Ω gm (tali alori arranno anche nel seguito del progetto essendo questo amplificatore realizzato anche per gli altri stadi con il transistor Q2N2222) indicando con D il parallelo che si iene a creare tra D1 e D2 si ottiene il seguente modello per piccolo segnale, con r π = r π1 r π2 = 3.2kΩ e D = D1 D2 = 1.13kΩ: rp id 3.2 k ib(b+1) oec Bib A EC ViPP D 1.13k gmvbe L 8 opp igura 14: modello per piccolo segnale del circuito precedente. In ingresso si è sostituito al generatore di segnale Vs e la relatia resistenza, il guadagno e le resistenza di uscita del primo stadio a emettitore comune 1

11 Con i dati ricaati e osserando il modello per piccolo segnale di figura 14 è ora possibile calcolare il guadagno di tensione A VPP del push-pull: possiamo ricaare opp dalla LKT: A VPP = pp ipp ora essendo opp = ipp - r π i b A VPP = ipp rπib = 1- ipp r i i π b ipp = opp + r π i b con opp = L (β + 1) i b segue che e quindi i b = ipp rπ + (β + 1) L A VPP = pp ipp ipp rπib rπib rπ = = 1- = 1- ipp ipp rπ + (β + 1) (A VPP db = 2 log A VPP -8.1) L =.39 Il guadagno appena ricaato è il guadagno intrinseco del push-pull, la cui correttezza è confermata dalla simulazione con SPICE: igura 15: guadagno in decibel calcolato sul circuito di figura 13 L analisi di questo stadio si conclude calcolando la resistenza di ingresso e di uscita, utili in seguito quando si dorà procedere all analisi dell intero amplificatore per gestire le interazioni con gli stadi precedenti, nonché per determinare le capacità dei condensatori che determinano le frequenze di taglio. 11

12 La resistenza di ingresso del push-pull può essere calcolata come il parallelo tra la resistenza D e la resistenza ipp (1), quest ultima ottenuta inserendo un generatore di corrente in ingresso e trascurando inizialmente la resistenza D : ib rp 3.2 k applicando la LKT si ha: ii ipp be gmvbe Bib L 8 ipp = r π i b + L (β+1) i b ; i i = i b e quindi: ipp igura 16: modello per piccolo segnale utile per il calcolo della resistenza di ingresso ipp (1) = ii ipp = r π + L (β+1) = 5.2kΩ per le considerazioni precedenti si ha pertanto: ipp = ipp (1) D 92Ω Le resistenza di uscita opp è calcolata cortocircuitando l ingresso (che cortocircuita di conseguenza anche al resistenza D ) e inserendo un generatore di corrente sull uscita e trascurando il carico L : ib + rp 3.2k be - (B+1)ib applicando la LKT si ha: Bib gmvbe VoPP' io' e quindi: o PP = - r π i b ; i o = -(β+1) i b opp opp = opp' = io' rπ 12.5Ω (β + 1) igura 17: modello per piccolo segnale utile per il calcolo della resistenza di uscita opp = 12.5Ω 12

13 OSSEVAZIONE (1) Prima di procedere al dimensionamento del primo stadio ad emettitore comune è bene fare delle considerazioni. Pur comportandosi i due BJT del push-pull, quando sono attii, da amplificatori a collettore comune, il guadagno ricaato, che per questo tipo di amplificatori é normalmente prossimo all unità, risulta in realtà molto più basso (A VPP =.39). Ciò imporrà il progetto di un stadio iniziale con guadagno molto eleato in modo da compensare la perdita nello stato finale nonché la perdita imputabile al rapporto di partizione che si crea tra la tensione e la resistenza d uscita del primo stadio e la tensione e resistenza di ingresso del secondo stadio. Poiché abbiamo imposto in fase di progetto un guadagno di tensione totale A VT = 4, si nota, analizzando il modello per piccolo segnale del circuito comprensio anche del primo stadio ad emettitore comune, che: rp_pp s rp_ec + be - gmvbe(ec) be ViEC B(EC) C 5.5K oec ipp D L opp s gmvbe(pp) E1(EC) iec oec ipp opp ma ipp = e oec s I stadio (emettitore comune) II stadio (push-pull) igura 18: modello per piccolo segnale a due stadi = oec iec ipp ipp + iec s oec oec con iec = A VT = iec iec + A VT = s PP s pp s = = ipp pp ipp i pp ipp + oec ipp s, quindi: s pp oec s essendo A VPP = A VT = PP ipp pp s = e A VEC = pp ipp oec iec A VT = oec s ipp ipp + oec = ipp iec pp ipp + oec iec + s ipp i guadagni dei singoli stadi, sostituendo: ipp iec ipp + oec iec + s A VEC A VPP oec s Se per ipotesi si erificassero le condizioni oec << ipp e s << iec, i rapporti di partizione tenderebbero all unità, ed inoltre essendo A VPP =.39, aremmo: A VEC = A T = AVPP.39 4 =1.2 (A VEC(dB) = 2 log A VEC 2.1) 13

14 DIMENSIONAMENTO DI UN AMPLIICATOE A EMETTITOE COMUNE Si può dimensionare il primo stadio ad emettitore comune partendo dal guadagno appena ricaato (A VEC = 1.2), assumendo alida l ipotesi precedente sui rapporti di partizione, e imponendo sempre una corrente di collettore I c =1mA e la tensione V CE = 6V, essendo interessati ad un punto di laoro al centro delle caratteristiche di uscita. In continua si arà: VS Ca VCC 1(EC) 2(EC) C QE Q2N2222A E(EC) oec dalla maglia di uscita applicando la LKT: quindi: igura 19: amplificatore ad emettitore comune poiché A VEC = V CC I C C V CE I E E(EC) = (con I C I E ) C + E(EC) = c E(EC) VCC VCE I C = 6kΩ 1.2, ricaando c e sostituendola nella precedente espressione è possibile calcolare la resistenza E(EC) e di conseguenza anche il alore di C: 6kΩ A VEC E(EC) + E(EC) = 6kΩ E(EC) = 535Ω AVEC + 1 C =1.2 E(EC) 5.5kΩ la condizione di stabilità V E = E(EC) I E >1, necessaria affinché gli sbalzi di tensione della V BE douti della temperatura non influenzino la c.d.t su E, non è però erificata. Occorre pertanto inserire un ulteriore resistenza in serie sull emettitore, posta a sua olta in parallelo ad un condensatore che non incide sull amplificazione in quanto nell analisi in AC dienta un corto circuito. 1(EC) Ca VCC C QE Q2N2222A Ponendo allora E(EC) = E1(EC) + E2(EC) = 1.2kΩ con E1(EC) = 535Ω, si garantisce la stabilità della polarizzazione rispetto alle ariazioni termiche essendo V E = I E E(EC) = 1.2V > 1V ( I E I C = 1mA). È possibile inoltre ricaare il alore di E2(EC) : V E = I E E(EC) = 1.2V 2(EC) E1(EC) oec E(EC) = E1(EC) + E2(EC) = 1.2kΩ VS E2(EC) E2(EC) = E(EC) - E1(EC) = 665Ω CE igura 2: circuito di un amplificatore ad emettitore comune con resistenza sull emettitore In continua, il condensatore C E è assimilabile ad un circuito aperto quindi si può considerare direttamente la resistenza E(EC) = E1(EC) + E2(EC) e procedere al calcolo delle resistenze 1(EC) e 2(EC). 14

15 In ingresso dall applicazione del teorema di Theenin, si troano le condizioni utili per ricaare il alore delle resistenze 1(EC) e 2(EC) : V BB(EC) = V CC 2(EC) + 1(EC) 2(EC) e B(EC) = 1(EC) 1(EC) + 2(EC) 2(EC) VCC C dalla LKT all ingresso e dalla condizione che rende la reazione negatia efficace si possono ricaare V BB e B (figura 21): B(EC) VBB(EC) QE Q2N2222A E(EC) oec igura 21: in ingresso è presente ora la tensione e resistenza di Theenin dell ingresso precedente. V BB(EC) = I B B(EC) + V BE + I E E(EC) = e B(EC) << E(EC) si può trascurare il termine I B B, in quanto I B è di alore estremamente piccolo (β olte inferiore alla corrente I C ), inoltre dal data-sheet si ricaano i alori di V BE =.6V e β min = 5 per un transistor npn Q2N2222A. Con i dati fin qui ricaati si ha allora: V BB(EC) 1.8V e B(EC) << E(EC) = 1 1 βmin E(EC) 6kΩ e di conseguenza è possibile ricaare il alore delle resistenze 1(EC) e 2(EC) : Vcc 1(EC) = B(EC) = 4kΩ e 2(EC) = VBB B 1(EC) 1(EC) B = 7.1kΩ Simulando con SPICE questo stadio in continua si ottengono sostanzialmente i alori di correnti e tensione fissati nel progetto: 1.192mA VCC 1_EC255.7uA 4K 935.9uA C 5.5k 935.9uA Ca 6.3uA QE Q2N2222A uA A A s 1 2_EC 7.1K 249.7uA 941.9uA E1_EC 535 oec VS E2_EC 941.9uA 665 CE igura 22: in figura si nota che le correnti ariano rispetto a quelle fissate nel progetto per meno del 7% igura 23: alore della tensione V CE, e in figura 22 della corrente I C I E approssimatiamente uguali a quelli fissati in fase di progettazione. La resistenza s ha un alore molto piccolo per soddisfare le ipotesi precedenti sui rapporti di partizione. 15

16 Si può procedere alla determinazione adesso della resistenza di ingresso e di uscita dallo studio del modello per piccolo segnale: s + be gmvbe(ec) rp r 75.6k B(EC) 6K - C 5.5K s 535 E1(EC) iec oec igura 24: modello per piccolo segnale dell amplificatore ad emettitore. comune La resistenza di ingesso i (EC) dell emettitore comune, è data dal parallelo tra B(EC) e la resistenza i(ec) (1), calcolata inserendo un generatore di corrente all ingresso e trascurando inizialmente la resistenza B(EC) come mostrato nella figura sottostante: ii iec iec + be rp gmvbe Bib r 75.6k - ic+bib ib ib-ic 535 E1(EC) igura 26: modello per calcolare la i(ec) C 5.5K ic essendo e quindi i(ec) (1) = i iec = r π i b + E1(EC) (i b i c ), i c = βr (c + r + i i = i b E1(EC) βr c + E1(EC) ) i b, iec E1(EC) = rπ + (1 + )E1(EC) i E1(EC) + r 134kΩ pertanto : i(ec) = i(ec) (1) B(EC) 5.7kΩ La resistenza di uscita o(ec) inece, essendo C il carico, è data dal parallelo tra C stessa e la resistenza o(ec) (1), calcolata cortocircuitando l ingresso (che cortocircuita di conseguenza anche al resistenza B(EC) ) e inserendo un generatore di corrente sull uscita e trascurando la resistenza C : + be rp gmvbe Bib r 75.6k - io-bib ib ib+io 535 E1(EC) oec io dalla LKT sulla maglia di uscita si ha: oec = r o (i o - βi b ) + E1(EC) (i o + i b ) = = i o (r o + E1(EC) ) i b (r o β - E1(EC) ) ricaando i b con la LKT sulla maglia di ingresso oec igura 27: modello per calcolare la o(ec) r π i b = - E1(EC) (i o + i b ) i b = - r π + E1(EC) i o E1(EC) si arria infine al alore della resistenza oec (1) : oec = i o (r o + E1(EC) ) + r π + E1(EC) E1(EC) (r o β - E1(EC) ) i o o(ec) (1) = i oec o = r o + roβ E1(EC) E1(EC) + 1 = r o + roβ E1(EC) + 1 = rπ + E1(EC) rπ 16

17 dato il alore estremamente alto della resistenza di uscita, si può considerarla infinita, inoltre nella formula precedente è stata rimossa la resistenza E1(EC) dal rapporto in parentesi in quanto molto più piccola sia di r π che di r o. Quindi la resistenza di uscita di questo stadio arrà: o(ec) = o(ec) (1) C C = 5.5kΩ Nota: dato il suo alore molto eleato, la presenza della resistenza r si rende superfluo, così ad esempio il calcolo della resistenza di ingesso i (EC) effettuato trascurando gli effetti di r, mostra un risultato del tutto simile, quindi nel seguito questa resistenza errà trascurata ii iec rp iec ib gmvbe Bib ib(b+1) 535 E1(EC) C essendo iec = r π i b + E(EC) i b (β+1) ; e quindi (1) i(ec) = pertanto : ii iec i i = i b = r π i b + E(EC) i b (β+1) 144kΩ igura 28: modello per piccolo segnale prio delle resistenza r. i(ec) = i(ec) (1) B(EC) 5.7kΩ OSSEVAZIONE (2) Non è possibile interfacciare direttamente questo stadio allo stadio push-pull in quanto la resistenza d uscita di un amplificatore ad emettitore comune è eleata (in questo caso oec C = 5.5kΩ ) e non soddisfa l ipotesi da cui si è partiti per dimensionare l emettitore comune che imponea oec << ipp. È possibile aggirare questo problema di interfacciamento ricorrendo ad un amplificatore a collettore comune. Le caratteristiche peculiari di tale amplificatore sono una resistenza di uscita molto bassa e un guadagno unitario, quindi inserendolo tra lo stadio iniziale ad emettitore comune e lo stadio finale push-pull, non errebbe pregiudicato il guadagno totale cercato ed inoltre ci sarebbe la condizione ideale cercata sul rapporto di partizione con lo stadio finale. Oiamente si errà a creare un nuoo rapporto di partizione tra la stadio iniziale ad emettitore comune e quello a collettore comune introdotto, quindi probabilmente sarà necessario calibrare nuoamente il guadagno del primo stadio per rientrare nelle specifiche di progetto. Ciò sarà possibile solo dopo aer dimensionato l elemento a collettore comune e aerne erificato il guadagno, nonché le resistenza di uscita (che dee aere un alore molto basso per non incidere sul rapporto di partizione con la resistenza di ingresso del push-pull) e la resistenza di ingresso, che nel rapporto di partizione con la resistenza di uscita dell emettitore comune determinerà il nuoo alore di A VEC. 17

18 DIMENSIONAMENTO DI UN AMPLIICATOE A COLLETTOE COMUNE Occorre quindi adesso dimensionare un amplificatore a collettore comune da inserire tra i due stadi, partendo sempre da una corrente di emettitore I E I C = 1mA e la V CE = 6V che garantisce un punto di laoro al centro delle caratteristiche di uscita : dalla maglia di uscita applicando la LKT: 1(CC) VCC quindi: V CC V CE I E E(CC) = E(CC) = VCC VCE I C = 6kΩ VS QC Q2N2222A β min B(CC) = 1 E(CC) 3kΩ e V BB = I B B(CC) + V BE + I E E(CC) 6.6V 2(CC) E(CC) occ igura 29: collettore comune (V BE =.6V, β min = 5,il termine I B B(CC) è trascurato perché molto piccolo) da cui si ha: Vcc 1(CC) = B(CC) = 54kΩ e 2(CC) = VBB B(CC) 1(CC) 1(CC) B(CC) = 66.5kΩ Dal modello per piccolo segnale possiamo calcolare il guadagno A VCC del collettore comune e erificare che sia effettiamente prossimo all unità: ib rp(cc) ib+bib ViCC B(CC) 3k gmvbe E(CC) 6k VoCC igura 3: modello per piccolo segnale del collettore comune, in cui si è trascurata la resistenza r nel parallelo con E(CC) in quanto molto maggiore di quest ultima. B(CC) è pari al parallelo tra 1(CC ) e 2(CC) conseguenza dell applicazione del teorema di Theenin all ingresso. A VCC = CC icc occ = icc - r π i b A VCC = icc icc r i π b = 1- r i π b icc icc = occ + r π i b con occ = L (β + 1) i b da cui segue che i b = icc rπ + (β + 1) E(CC) 18

19 e quindi A VCC = CC i(cc) = icc rπib rπib rπ = 1- = 1- icc icc rπ + (β + 1) (A VCC db = 2 log A VCC -.9) E(CC) =.99 È possibile ora simulare con SPICE lo stadio a collettore comune erificare la correttezza dei dati calcolati: VCC 1.63mA 13.uA 1_CC 54k 96.1uA QC Q2N2222A 96.85uA 2_CC 66.5k 6.11uA uA 966.2uA E_CC 6K occ igura 31: alori delle correnti in DC igura 32: il guadagno in decibel dell amplificatore a collettore comune è pari, con la simulazione con SPICE, a -.4dB estano da calcolare le resistenze di ingresso e di uscita. La resistenza di ingresso dello stadio a collettore comune può essere calcolata inserendo un generatore di corrente in ingresso e trascurando inizialmente la resistenza B(CC): ii ib + ViCC rp rp - be Bib gmvbe (B+1)ib + E(CC) 6k - applicando la LKT si ha: e quindi: icc = r π i b + E(CC) i b (β+1) ; i i = i b icc i(cc) (1) = ii icc = r π + E(CC) (β+1) = igura 33: circuito per il calcolo della i(cc) anche in questo caso dato il alore estremamente eleato della resistenza di ingresso, è possibile considerarla infinita e quindi nel parallelo con B(CC), si può tenere in considerazione solo quest ultima resistenza: i(cc) = i(cc) (1) B(CC) B(CC) = 3kΩ 19

20 La resistenza di uscita è calcolata adesso tenendo presente che l amplificatore a collettore comune in questo caso iene impiegato come adattatore di impedenza tra diersi stadi, la resistenza di uscita occ, sarà allora il parallelo tra la resistenza occ (1) e il carico E(CC). ib rp 6.4 k io' Bib occ' gmvbe occ' igura 34: resistenza di uscita ista col modello per piccolo segnale applicando la LKT si ha: e quindi: occ = - r π i b ; i o = -(β+1) i b occ (1) = i occ ' o ' = rπ 25Ω (β + 1) Si può quindi constatare il basso alore della resistenza di uscita, in quanto sebbene ada calcolato il parallelo tra occ e E(CC), il alore eleato di quest ultima resistenza fa si che si possa approssimare il risultato con le poche decine di ohm di occ (1). occ = occ (1) E(CC) 25Ω La resistenza di uscita è quindi nell ordine delle poche decine di ohm, si può quindi procedere all interfacciamento di questo stadio con lo stadio finale. 2

21 ANALISI INALE DI UN AMPLIICATOE PUSH-PULL Inserendo lo stadio a collettore comune tra quello ad emettitore comune e il push-pull si ha il seguente circuito: VCC 1(EC) 4k Ca C 5.5k QE Q2N2222 s 1 E1(EC) 2(EC) 425 VIN 7.1k Vs 1Vac Vdc E2(EC) 775 CT 5k 1(CC) 2(CC) 75k CE QC Q2N2222 E(CC) 6k Cc D1 2.26K D2 2.26K D1 D1N4148 D2 D1N4148 Qn Q2N2222A CL Qp Q2N297A VOUT L 8 VEE igura 35: Circuito completo, nel quale si rende superfluo un condensatore di accoppiamento tra l emettitore comune e il collettore comune, in quanto l analisi in DC con SPICE non ha eidenziato considereoli ariazioni del punto di laoro nei due amplificatori. tuttaia come predetto con l osserazione (2) con questo circuito si è introdotto un rapporto di partizione tra il primo e il secondo stadio che limita il guadagno trasferito erso l uscita V OUT. Analizzando il modello per piccolo segnale possiamo calcolare il alore del rapporto di partizione creatosi tra l emettitore comune e il collettore comune: rp s 1 s ViEC rp B(EC) 6K gmvbe(ec) E1(EC) 535 C 5.5K oec ViCC B(CC) 3k gmvbe(cc) E(CC) 6k VoCC iec oec icc occ igura 36: modello per piccolo segnale del primo e del secondo stadio il trasferimento di tensione da uno stadio all altro subirà una riduzione pari a: icc = i(cc) + i(cc) o(ec) oec 21

22 riprendendo i alori della resistenza di uscita del primo stadio e della resistenza di ingresso del secondo stadio calcolati in precedenza è possibile ricaare quanto ale questo rapporto di partizione: p1 = i(cc) + i(cc) o(ec).84 quindi analizzando il modello per piccolo segnale dell intero circuito di figura 35 si ha: rp rp pp s 1 s ViEC rp B(EC) 6K gmvbe(ec) E1(EC) 535 C 5.5K oec ViCC B(CC) 3k gmvbe(cc) E(CC) 6k VoCC ipp D 1.13k 3.2k gmvbe(pp) L 8 opp iec oec icc occ ipp I stadio(emettitore comune) II stadio(collettore comune) III stadio(push-pull) figura 37: modello per piccolo segnale del circuito comprendente i tre stadi A VT = opp s = i(ec) i(cc) i(pp) i(ec) + s i(cc) + o(ec) i(pp) + o(cc) iec oec CC icc opp ipp alendo le seguenti identità: oec iec = A VEC, i(pp) + i(pp) o(cc) CC icc =A VCC.99, = p3.97 opp ipp = A VPP.39, i(ec) i(ec) + s = p1.98, i(cc) + i(cc) o(ec) = p2.84, per ottenere un guadagno totale A VT = 4, occorre incrementare il guadagno del primo stadio erso un nuoo alore pari a: AVT A VEC = 13.3 p1p2p3avccavpp (con pi (i=1,2,3) si è indicato i rapporto di partizione esistenti tra i tre stadi) andando quindi ad agire sul primo stadio ad emettitore comune, conserando la resistenza di uscita ( o(ec) = C = 5.5kΩ) precedentemente calcolata in modo da non mutare il rapporto di partizione p2 già ricaato, occorre mutare il alore di E1(EC) per aggiornare il guadagno A VEC: A VEC =13.3 = c E1(EC) E1(EC) 41Ω E2(EC) = E(EC) - E1(EC) = 79Ω 22

23 Con le modifiche apportate l amplificatore oggetto dell analisi dorebbe presentare un guadagno finale A VT = 4, che in decibel da: A VT db = 2 loga VT 12. iproponendo il circuito completo con i alori aggiornati del primo stadio e erificando con SPICE che il guadagno sia quello desiderato si ha: VCC 1Vac Vdc s 1 Vin Vs 1_EC 39k Ca 2_EC 7.1k C 5.5k QE Q2N2222 E1_EC 41 E2_EC 79 CT 54k 1_CC 2_CC 66.5k CE QC Q2N2222 E_CC 6k Cc D1 2.26K D2 2.26K D1 D1N4148 D2 D1N4148 Qn Q2N2222A CL Qp Q2N297A VOUT L 8 VEE igura 38: circuito con i alori aggiornati delle resistenze di emettitore del primo stadio igura 39: il guadagno a centro banda del circuito di figura 38 ha mostrato un alore prossimo a quello cercato Considerate le dierse approssimazioni che si sono fatte in fase di calcolo dei alori precedenti, il risultato ottenuto con SPICE per il guadagno a centro banda è sostanzialmente corretto. 23

24 CALCOLO DELLE EQUENZE DI TAGLIO estano da erificare i limiti di banda di questo amplificatore utilizzano i metodi SCTC per determinare la frequenza di taglio inferiore (fissata a 2Hz) e il metodo OCTC per determinare la frequenza di taglio superiore (fissata a 2kHz). Essendo il guadagno a centro banda pari a 11.7dB tali limiti erranno cercati doe il guadagno si riduce di 3dB, oero intorno agli 8.7dB. EQUENZA DI TAGLIO INEIOE Per semplificare il dimensionamento delle capacità si impone un polo dominante, cercando di spostare tutte le altre singolarità lontane dalla frequenza di taglio. Quindi si può assumere che la frequenza taglio inferiore sia del tutto attribuibile ad una capacità del circuito. Da una prima analisi dell amplificatore, si può stabilire per sommi capi che la resistenza ista dal condensatore C L sul carico è particolarmente bassa, essendo questa la serie tra il carico stesso di appena 8 ohm e la resistenza di uscita del push-pull, bassa anch essa comportandosi questo da amplificatore a collettore comune. Dorebbero aere inece un alore più eleato nell ordine, il condensatore C E a caallo delle resistenze di emettitore dell ordine di qualche centinaio di ohm,il condensatore C C che ede la serie tra la resistenza di uscita del collettore comune (bassa) e quella di ingresso del push pull (di circa 1kΩ) e infine il condensatore Ca che ede la serie tra la resistenza S e quella di ingresso dell emettitore comune di alore molto eleato. Essendo la frequenza inersamente proporzionale alla costante di tempo τ = C, per capacità simili, a alori resistii maggiori corrispondono frequenze minori. Graficamente si potrebbe riassumere questo andamento con le rispettie frequenze associate ad ogni capacità: figura 4: intuitiamente i poli della funzione di trasferimento dorebbero presentare un ordine simile. Le frequenze fa, fc, f E e f L sono associate rispettiamente ai condensatori Ca, Cc, C E e C L Sembra naturale quindi far ricadere il polo dominante sul condensatore C L. Con il metodo SCTC, quando consideriamo il condensatore C L, le capacità proprie dei transistor (la capacità C µ e la C π ) sono da considerarsi circuiti aperti, mentre gli altri condensatori non propri del circuito (oero C E, C c e C a ) come corto circuiti. Pertanto il condensatore C L posto tra il carico e il push-pull, edrà la serie della resistenza di uscita di quest ultimo con il carico stesso. Si può quindi procedere alla simulazione con SPICE per erificare il alore della resistenza ista e infine calcolare la capacità di C L 24

25 rp_cc cc rp_pp pp rp_ee EE 3.2k s 1 B_EE 6.k c 5.5k B_CC 3k E 6k D 1.13K VL +- V+ E1 41 L 8 V- igura 41: un generatore di proa al posto del condensatore C L, fornirà il alore della resistenza isto da quest ultimo Quindi poiché opp = 12.5Ω e L = 8Ω la serie di queste due resistenze ale: opp + L = =2.5Ω, e la capacità da associare a tale alore affinché la frequenza di taglio di questo condensatore risulti di 2Hz è: igura 42: Il calcolo della resistenza ista da C L con SPICE, ha confermato il risultato che ci si aspettaa C L = 1 2πf (L L + opp 39 µ ) La capacità C a edrà la resistenza interna del generatore di segnale in serie alla resistenza di ingresso del primo stadio già ricaata, indicando con f a la frequenza associata a questo condensatore, diminuiamo il suo alore rispetto alla frequenza di taglio inferiore per far cadere questo polo lontano da quello appena calcolato, si ha: C a = 2π fa 1 ( 1 s + i(ce) ) 13.7 µ essendo s = 1Ω e i(ce) = 5.7kΩ e quindi s + i(ce) = 5.8kΩ. Va +- V+ V- rp_ee EE rp_cc cc rp_pp 3.2k pp s 1 B_EE 6.k E1 c 5.5k B_CC 3k E 6k D 1.13K L 8 41 igura 43: in questo modello il generatore di proa è posto tra la resistenza S interna del generatore e la resistenza di ingresso del primo stadio 25

26 igura 44: la simulazione con SPICE mostra un alore della resistenza ista dal condensatore Ca del tutto simile a quello calcolato Il condensatore C C a caallo tra il secondo stadio e lo stadio finale, edrà la serie tra la resistenza di uscita del collettore comune e la resistenza di ingresso del push-pull. Essendo già in possesso di questi alori ( occ = 25Ω e ipp = 92Ω) non resta che calcolare la capacità di questo condensatore e erificare che la resistenza che esso ede sia proprio la serie dei due elementi prima indicati: rp_ee EE rp_cc cc VC +- V+ V- rp_pp 3.2k pp s 1 B_EE 6.k c 5.5k B_CC 3k E 6k D 1.13K L 8 E1 41 igura 45: il generatore di proa è posto adesso a caallo tra il collettore comune ed il push-pull la serie tra resistenza di uscita e resistenza di ingresso tra il secondo e l ultimo stadio ale: occ + ipp = 945Ω igura 46: alore della resistenza ista da C C 26

27 quindi è ora possibile il calcolo della capacità del condensatore C C ad un frequenza sempre lontana dalla frequenza f L C C = 1 fc 2π ( 1 occ + ipp ) 84.2 µ L ultima capacità incidente sulla frequenza di taglio inferiore è la capacità C E. Osserando il modello per piccolo segnale è opportuno fare delle considerazioni: rp_cc cc rp_pp pp rp_ee EE 3.2k s 1 B_EE 6.k E1 c 5.5k B_CC 3k E 6k D 1.13K L 8 41 E V- VE V+ igura 47: generatore di proa è adesso sull emettitore del primo stadio Il condensatore cortocircuitato in ingresso determina un parallelo tra la resistenza S e la resistenza di ingresso dell emettitore comune, s i(ce) S essendo quest ultima di alore molto piccolo. Tale resistenza inoltre finirà in serie con la r π di questo stadio. Un generatore di proa posto sulla maglia all ingresso fornirà la tensione sul ramo che insiste sull emettitore e di conseguenza ci fornirà la resistenza ista dal condensatore C E. EE [( S i(ec) ) + r π ] 6.5k {[( (EC) i(cc) )+ r π ] ECC } 4.6k VE +- V+ V- igura 48: circuito semplificato rispetto al precedente Ponendo K = [( S i(ec) ) + r π ]= 6.5kΩ, dalla figura si possono ricaare le seguenti relazioni: quindi K i b + E = con i e = -i b (β+1) i b = - 27 ie ( β + 1)

28 E = - K i b = K ( β + 1) E K i e = ie ( β + 1) = 25Ω e/ie 25 E1 41 E2 79 CE igura 49: circuito equialente a quello isto dal generatore di proa della figura precedente Quindi il condensatore edrà la serie tra la resistenza E / i E e la resistenza E1, posta a sua olta in parallelo alla resistenza E2, per un alore che sarà pari a: E ( + E1 ) E2 = J =28.5Ω ie il condensatore C E dorà quindi aere tale capacità: C E = 1 fe 2π 1 J 36µ Proando a erificare la correttezza del alore della resistenza ista dal condensatore C E con SPICE, si troa che è pressoché identico a quello calcolato: igura 5: analisi solta sul circuito di figura 46 Sostituendo i alori delle capacità troati nel circuito si figura 38 si può erificare che il limite di banda inferiore sia proprio posto a 2Hz: igura 51: il limite di banda inferiore ricaato con SPICE è prossimo a quello fissato in fase di progetto 28

29 EQUENZA DI TAGLIO SUPEIOE Per frequenze superiori alla frequenza di taglio inferiore, i condensatori C a, C c, C L, si possono considerare dei corto circuiti. Il condensatore C T posto in parallelo alla resistenza c dell emettitore comune in figura, dallo studio del modello per piccolo segnale risulta in parallelo tra la resistenza di uscita del primo stadio e quella di ingresso del secondo stadio: rp_cc cc rp_pp pp rp_ee EE 3.2k s 1 B_EE 6.k E1 c 5.5k CT B_CC 3k E 6k D 1.13K L 8 41 igura 52: il condensatore CT èposto tra la resistenza di uscita del primo stadio e quella di ingresso del secondo essendo o(ec) =5.5kΩ e i(cc) = 3kΩ, sarà o(ec) i(cc) = 4.6kΩ. In effetti la simulazione con SPICE tramite un generatore di proa fornisce a meno di un piccolo scarto proprio questo alore: rp_cc cc rp_pp pp rp_ee EE 3.2k s 1 B_EE 6.k E1 41 c 5.5k VT +- V- V+ B_CC 3k E 6k D 1.13K L 8 igura 53: al condensatore è sostituito il generatore di proa il condensatore C T dorà quindi aere una capacità di questo ordine: 1 C T = 1.7 n 2πfH(oEC icc) igura 54: SPICE conferma il alore della resistenza troata 29

30 Verificando il limite di banda superiore con SPICE con il alore di capacità troato si ha che la frequenza di taglio superiore ricade sui 21kHz circa igura 55: La simulazione con SPICE ha mostrato un alore che si discosta leggermente da quello fissato nelle specifiche progetto Se si olesse realizzare nel concreto questo amplificatore andrebbero sostituite alle resistenze e ai condensatori i loro alori standard. VALOI EALI DELLE ESISTENZE VALOI ICAVATI ANALITICAMENT E VALOE STANDAD PIÙ POSSIMO s 1Ω 1Ω 1EC 4kΩ 39 kω 2EC 7.1 kω 6.8 kω C 5.5 kω 5.6 kω E 1EC 41Ω 39Ω E 2EC 79Ω 82Ω 1 CC 54 kω 56 kω 2 CC 66.6 kω 68 kω E CC 6 kω 5.6 kω D 1 =D kω 2.2 kω L 8Ω 8.2Ω VALOI EALI DEI CONDENSATOI VALOI ICAVATI ANALITICAMENTE VALOE EPEIBILE IN COMMECIO C a 13.7µ Elettrolitico SMD 1u 16V 85 C 4 C c 84.2µ Elettr. radiale 1 u 25V miniatura 37SM 85 C C L 39µ Elettrolitico 33u-25V ADIALE 1X1 C E 36µ Elettrolitico 33u-25V ADIALE 1X1 C T 1.7nf Poliestere WIMA 1.5n 63V M2.5 3

31 Modificando il circuito con i alori reali si nota un incremento del guadagno a centro banda e anche delle frequenze di taglio inferiore e superiore, pur rimanendo queste ariazioni entro alori accettabili: 1Vac Vdc s 1 Vin Vs 1_EC 39k Ca 1u 6.8k 2_EC C 5.6k QE Q2N2222 E1_EC 39 E2_EC 82 CT 1.5nf 2_CC 68k CE 33uf 1_CC 56k QC Q2N2222 Cc D1 2.2K 1uf E_CC 5.6k D2 2.2K D1 D1N4148 D2 D1N4148 Qn Q2N2222A CL 33uf L 8.2 Qp Q2N297A out VCC VEE igura 56: circuito con componenti reali igura 57: guadagno in decibel del circuito con componenti reali Le frequenza di taglio superiori e inferiori hanno mostrato inece questi alori: f L 25Hz f H 23kHz Si può concludere così con questi dati reali ricaati, lo studio dell amplificatore push-pull complementare in classe AB. 31

32 DATA-SHEET Diodo 1n

33 33

34 34

35 BIBLIOGAIA Per la stesura di questa tesina sono stati utili alla consultazione i seguenti testi: Microelettronica J. Millman, A. Grabel (McGraw-Hill) Cap. 1 pp , Cap. 14 pp , Cap. 17 pp ondamenti di Elettronica - M. ashid (Apogeo) pp Dispense Prof. Marco Panareo acoltà di Ingegneria Informatica Uniersità degli studi di Lecce: Transistor bipolare Amplificatore push-pull complementare 35