Caratteristiche tecniche dei sistemi wireless per reti radio digitali: OFDMA e MIMO nei sistemi a grande capacità di prossima generazione

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1 Caratteristiche tecniche dei sistemi wireless per reti radio digitali: OFDMA e MIMO nei sistemi a grande capacità di prossima generazione Roberto GARELLO, Politecnico di Torino, Italy 1

2 Speaker: Roberto GARELLO, Ph.D. Associate Professor in Communication Engineering Dipartimento di Elettronica Politecnico di Torino, Italy sito web:

3 Evoluzione sistemi di trasmissione digitale nei prossimi 5 anni WiFi 80.11n WiMAX 80.16m UMTS LTE (Long Term Evolution) Cognitive Radio Networks 80. Caratteristiche comuni: OFDMA (accesso multiplo mediante distribuzione toni OFDM) MIMO (più antenne in TX e in RX) 3

4 Accesso multiplo mediante OFDMA modulazioni QAM OFDM proprietà fondamentali OFDM OFDMA vantaggi, svantaggi, confronto con W-CDMA 4

5 Modulazioni I/Q p( t)sin( π f t) 0 p( t)cos( π f t) 0 Modulazione bi-dimensionale con versori = coseno e seno alla stessa frequenza f 0 p(t) = filtro di trasmissione, serve per sagomare lo spettro del segnale trasmesso 5

6 Modulazioni I/Q: modulatore p( t)sin ( π f t ) 0 ( ) + ( ) α p( t)cos π f t β p( t)sin π f t i 0 i 0 k -QAM k bit β i α i p( t)cos ( π f t) p(t) seq.binarie v H k α i cos(πf 0 t) ( ) ( ) s( t) = α p( t) cos π f t + β p( t)sin π f t i 0 i 0 k e β i sin(πf 0 t) 90 p(t) 6

7 Modulazioni I/Q: spettrp Spettro centrato attorno alla frequenza f 0 p(t) = filtro di trasmissione, serve per sagomare lo spettro del segnale trasmesso Gs ESEMPIO 1: p(t) = porta rettangolare nel tempo di durata T (tempo di simbolo) ( f ) G v (f) G x (f) G v (f) G x (f) f T b f f T b f 0 1 T T 1 T 1 T 7

8 Modulazioni I/Q: spettro Spettro centrato attorno alla frequenza f 0 p(t) = filtro di trasmissione, serve per sagomare lo spettro del segnale trasmesso ESEMPIO : p(t) = passa basso ideale Efficienza spettrale (ideale) f 0 f 0 R b η = = B k bps/hz R R ESEMPIO 3: p(t) = RRC con roll-off α Efficienza spettrale f 0 R (1 + α ) R (1 + α ) f 0 Rb k η = bps/hz B = 1 +α 8

9 Modulazioni I/Q m-psk 4-PSK 8-PSK m-qam 16-QAM 64-QAM 9

10 Modulazioni I/Q m-apsk 16-APSK DVB-S (HDTV) 10

11 Modulazioni I/Q 4-PSK Ts T t/t s 3T b s 4T s 16-QAM 3 Inviluppo non costante T T S S 3T S 4T S 11

12 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) Definizione 1. Modulazione multi-portante (toni equispaziati e ortogonali). Trasmissione QAM su ogni tono tutte sommate assieme Proprietà principali: 1. implementazione modulatore (demodulatore) mediante IDFT (DFT). Equalizzazione semplificata mediante prefisso ciclico (canali piatti in frequenza basso overhead) 3. Allocazione dinamica bit-rate (trasmissione di più bit sui toni dove il rapporto SNR è migliore possibilità di cambiare a ogni frame) 1

13 OFDM: definizione Modulazione multi-portante trasmissione su N portanti equispaziate (ed ortogonali) f f f 0 1 f fn 1 = B / N B Sistema LTE B massima = 0 MHz (minima = 1.5 MHz) divisa in sottobande di ampiezza = 15 khz N massimo = 048 f s =.4 MHz Sistema 80.16e Mobile WiMAX B massima = 0 MHz (minima = 5 MHz) divisa in sottobande di ampiezza = khz N massimo = 048 f s = 30.7 MHz 13

14 OFDM: definizione su ogni portante trasmissione QAM con symbol rate R s = (anche diverse su toni diversi) f Sistema LTE R s = =15 khz 4-QAM 16-QAM 64-QAM Sistema 80.16m R s = =10.94 khz 4-QAM 16-QAM 64-QAM 14

15 OFDM: modulatore N portanti trasmissione QAM su ogni portante f f 0 1 f f N 1 f N SEGNALI QAM VENGONO SOMMATI TUTTI ASSIEME N 1 N 1 n αnk S ( π n ) βnk S ( π n ) s( t) = s ( t) = p( t kt )cos f t + p( t kt )sin f t n= 0 n= 0 k 15

16 N 1 N 1 n αnk S ( π n ) βnk S ( π n ) s( t) = s ( t) = p( t kt )cos f t + p( t kt )sin f t n= 0 n= 0 k OFDM: modulatore In teoria: modulatore OFDM=banco di N modulatori QAM (uscite sommate assieme) p(t) v k s e α β cos(πf 0 t) cos( π f t) 1 sin(πf 0 t) 90 p(t) N modulatori v k s e α β p(t) cos(πf 0 t) cos( π f t) n sin(πf 0 t) 90 p(t) 16

17 OFDM 1 : implementazione del modulatore mediante IDFT N 1 N 1 n αnk S ( π n ) βnk S ( π n ) s( t) = s ( t) = p( t kt )cos f t + p( t kt )sin f t n= 0 n= 0 k In teoria: modulatore OFDM=banco di N modulatori QAM (uscite sommate assieme) In pratica: possibilità di realizzare il modulatore mediante IDFT lab. QAM 0 lab. QAM 1 X 0 X 1 N campioni reali (parte reale a) D/A f C a ( t) I bit trasmessi IDFT lab. QAM N-1 X N 1 N campioni reali (parte immaginaria a) D/A f C a ( ) Q t 17

18 generazione del segnale OFDM Il segnale OFDM viene generato attorno alla banda base e poi spostato nella banda di interesse. generazione con f 0 = 0 f f * spostamento nella banda di interesse f 0 = f * f 18

19 N 1 N 1 frequenza di campionamento Consideriamo il segnale trasmesso n αnk S ( π n ) βnk S ( π n ) s( t) = s ( t) = p( t kt )cos f t + p( t kt )sin f t n= 0 n= 0 k usiamo la notazione complessa s t X p t kt e π N 1 j fnt ( ) = Re nk ( S ) n= 0 k Le frequenze da generare sarebbero del tipo con f 0 =f *. f = f + n Generiamo invece le frequenze con f 0 =0, che significa ed esplicitiamo la successiva traslazione di f* n 0 fn = n N 1 * jπ fnt jπ f t s( t) = Re X nk p( t kts ) e e fn = n n= 0 k 19

20 frequenza di campionamento N 1 * j π fnt j π f t s( t) = Re X nk p( t kts ) e e fn = n n= 0 k Introduciamo il segnale N 1 j fnt ( ) = nk ( S ) n= 0 k a t X p t kt e π Abbiamo s t ( ) = Re a( t) e j π f t * Vogliamo generare i campioni del segnale s(t). Se riusciamo a generare i campioni di a(t), è molto semplice ottenere quelli di s(t). Infatti si ha: dove a( t) = a ( t) + ja ( t) I s t a t π f t a t π f t * * ( ) = I ( )cos( ) + Q ( )sin( ) Q 0

21 frequenza di campionamento Consideriamo il segnale N 1 j fnt ( ) = nk ( S ) n= 0 k a t X p t kt e π Il segnale a(t) è un segnale complesso. Il suo spettro è situato nella parte destra dell asse delle frequenze. Se il filtro di trasmissione p(t) è una porta rettangolare, lo spettro è una somma di sinc centrate attorno alle frequenze f n. Per convenzione si suppone che almeno il primo tono (f 0 =0) non venga utilizzato. Lo spettro avrebbe ampiezza infinita (sinc ), tuttavia i toni più esterni si tengono spenti; a questo punto si approssima e si suppone che una porzione significativa sia comunque compresa entro la frequenza N. 1

22 frequenza di campionamento Il segnale complesso a(t) ha uno spettro compreso tra 0 e N f 0 = 0 f 1 f fn 1 f N lo campioniamo a frequenza f C = N = R S symbol rate un simbolo OFDM N campioni complessi

23 espressione campioni segnale da generare N 1 j fn t ( ) = nk ( S ) n= 0 k a t X p t kt e π consideriamo il primo simbolo 0 t T S (omettiamo il pedice temporale k=0) N 1 j fn t ( ) X n p( t) e π n= 0 a t = caso p(t)=p T (t) N 1 j fn t ( ) X ne π n= 0 a t = 3

24 espressione campioni segnale da generare N 1 j fn t ( ) X ne π n= 0 a t = frequenza di campionamento fc = N relazione tra frequenze (f 0 =0) fn = n generico campione N 1 N 1 nm j jπ fn mtc N m = ( c ) = n = n n= 0 n= 0 a a mt X e X e π 4

25 vettori simboli e campioni generico campione a m = N 1 n= 0 j X e π n nm N un simbolo OFDM = N simboli QAM N campioni complessi X = ( X 0 = 0, X1,..., X,..., 1) t n X N a = ( a0,..., a,..., 1) t m an a = k IDFT ( X ) X 0 = 0 X1 X X N 1 f 0 = 0 f 1 f fn 1 5

26 realizzazione numerica del modulatore mediante IDFT ( ') s = k IDFT X lab. QAM 0 lab. QAM 1 X 0 X 1 N campioni reali (parte reale a) D/A f C a ( t) I bit trasmessi IDFT lab. QAM N-1 X N 1 N campioni reali (parte immaginaria a) D/A f C a ( ) Q t Si sposta poi nella banda opportuna mediante la s t a t f t a t f t * * ( ) = I ( )cos( π ) + Q ( )sin( π ) 6

27 OFDM 1 : implementazione del modulatore mediante IDFT N N n αnk S ( π n ) βnk S ( π n ) s( t) = s ( t) = p( t kt )cos f t + p( t kt )sin f t n= 1 n= 1 k In teoria: modulatore OFDM=banco di N modulatori QAM (uscite sommate assieme) In pratica: possibilità di realizzare il modulatore mediante IDFT lab. QAM 0 lab. QAM 1 X 0 X 1 N campioni reali (parte reale a) D/A f C a ( t) I bit trasmessi IDFT lab. QAM N-1 X N 1 N campioni reali (parte immaginaria a) D/A f C a ( ) Q t 7

28 OFDM 1 : implementazione del modulatore mediante IDFT lab. QAM 0 X 0 N campioni reali D/A a ( t) I lab. QAM 1 X 1 (parte reale a) f C bit trasmessi IDFT lab. QAM N-1 X N 1 N campioni reali D/A a ( ) Q t (parte immaginaria a) f C Possibilità di implementare il modulatore (N modulatori QAM) in modo numerico mediante IDFT. Vantaggi: complessità limitata replicabilità resistenza a derive, invecchiamento, ecc. programmabilità. 8

29 OFDM: demodulatore Si dimostra facilmente (o invocando le proprietà della DFT/IDFT) che b ( t) I A/D N campioni reali (parte reale b) N simboli ricevuti Y 0 Vor. QAM 0 f C Y 1 Vor. QAM 1 DFT bit ricevuti N campioni reali b ( ) Q t A/D (parte immaginaria b) YN 1 Vor. QAM N-1 f C 9

30 OFDM : equalizzazione semplificata (sottocanali separati e piatti in frequenza) Proprietà chiave: Symbol rate divisa per N durata simbolo N volte più grande risposta all impulso del canale durata t c Campionato a frequenza f s νcampioni (ν = t c f s ) = (,,..., ) h h h h ν ν campioni Il generico campione ricevuto dipende daνcampioni trasmessi equalizzazione 30

31 OFDM : equalizzazione semplificata (sottocanali separati e piatti in frequenza) Proprietà chiave: Symbol rate divisa per N durata simbolo N volte più grande risposta all impulso del canale durata t c INTERFERENZA INTERSIMBOLICA SINGLE CARRIER Symbol rate R Tempo di simbolo T=1/R MULTICARRIER (N toni) Symbol rate R * =R/N Tempo di simbolo T * = 1/R * = N T Durata risposta canale t c overhead t c T Durata risposta canale t c tc tc 1 overhead = * T T N 31

32 Differenza symbol rate single carrier vs. OFDM Esempio (WiMAX 80.16e) Banda utile = 0 MHz SINGLE CARRIER Symbol rate R = 0 MHz Tempo di simbolo T = 1/R = 50 ns OFDM (N=048) Symbol rate R = khz Tempo di simbolo T = 1/R = µs Durata risposta canale t c = 10 µs Durata di un simbolo T grande posso aggiungere un intervallo temporale di guardia che separa due simboli in modo che il canale non ideale non provochi interferenza intersimbolica (overhead = t c /T piccolo) 3

33 risposta all impulso del canale durata t c Campionato a frequenza f s νcampioni (ν = t c f s ) (,,..., ) h = h h h ν t ν campioni sequenza campioni trasmessi t 1 N N 1 N N s 1 s s3 canale reale 1 N N 1 N N r1 r r3 sequenza campioni ricevuti INTERFERENZA INTERSIMBOLO 33

34 risposta all impulso del canale = (,,..., ) h h h h ν Inserisco un intervallo di guardia che separa (i campioni di) simboli OFDM consecutivi ν 1 N N t N campioni ( N + ν ) campioni sequenza campioni trasmessi con prefisso ciclico N 1 NN 1 N N N t s 1 s s 3 N canale reale 1 N N 1 N N r 1 r r 3 sequenza campioni ricevuti N N 34

35 Prefisso ciclico risposta all impulso del canale reale = (,,..., ) h h h h ν t gli ultimiνcampioni vengono copiati all inizio ν 1 NN N campioni (,..., ) s = s s 0 N 1 N campioni t ( N + ν ) campioni (,...,,,..., ) s = s s s s N ν N 1 0 N 1 t (N+ν) campioni 35

36 Convoluzione circolare risposta all impulso del canale = (,,..., ) h h h h ν t generico campione ricevuto ν 1 r = h s = h s + h s h s m l m l 0 m 1 m 1 ν 1 m ν + 1 l= 0 sequenza campioni trasmessi con prefisso ciclico t s 1 canale reale 1 NN 1 NN 1 NN 1 NN sequenza campioni ricevuti s s3 r1 r r3 r = h s + h s h s r = h s ν N 1 ν 1 N ν + 1 convoluzione circolare 36

37 Separazione dei toni simbolo OFDM trasmesso X = ( X 0,..., X,..., 1) t n X N campioni trasmessi s = k IDFT ( X ) campioni ricevuti r = h s simboli ricevuti Y = k DFT ( r) Y = ( Y0,..., Y,..., 1) t n YN Y = H X n n n (,,..., ) h = h h h ν t X X1 0 f 0 = 0 f 1 Y Y1 0 f 0 = 0 f 1 X X n X N 1 f fn 1 Y Y Y n YN 1 f fn 1 separazione dei toni = H X n n n 37

38 Separazione dei toni X X1 0 f 0 = 0 f 1 X X n X N 1 f fn 1 L inserzione del prefisso ciclico (overhead basso perchè symbol rate basso = tempo di simbolo grande) Separazione toni Sottocanali piatti in frequenza Y = H X n n n Y Y1 0 Y Y n YN 1 f 0 = 0 f 1 f fn 1 separazione dei toni 38

39 OFDM: allocazione dinamica della bit-rate Sulle portanti con SNR più alto trasmetto QAM con più bit Posso cambiare l allocazione frame per frame f 39

40 Allocazione bit Consideriamo una sottobanda di ampiezza. Supponiamo di conoscere il rapporto segnale disturbo Secondo il teorema di Shannon, il massimo numero di bit che si possono allocare è dato dalla PRX b log 1 + PN Se si vuole utilizzare una modulazione QAM, quale costellazione si può utilizzare? Di solito l allocazione si può effettuare mediante la formula di Bingham, scegliendo una modulazione b -QAM dove: P P RX N b 1 β 10 guadagno di codifica PRX 1 β log 1 + PN 10 γ γ 1 margine 40

41 Dimostrazione formula di Bingham E S Per una costellazione q-pam si ha 1 q 1 q q q/ [ αi ] [(i 1) α] α i= 1 q i= 1 3 = = = x i= 1 i Dove si sono utilizzate le seguenti proprietà: x = ( x + 1) x i= 1 x = ( ) 6 i x x 41

42 Dimostrazione formula di Bingham d Per una costellazione q-pam si ha q 1 3 min = 4α ES = α dmin = 1E s q 1 Per una costellazione m=q -QAM si ha d m 1 3 min = 4α ES = α d min = 6 E s m 1 4

43 Dimostrazione formula di Bingham Consideriamo le approssimazioni asintotiche della BER P ( e) b 1 wmin d erfc k 4N min 0 trascuriamo le molteplicità e approssimiamo la erfc con la exp: P ( e) b min d 4N e 0 Fissiamo una targer BER = 1 e-7: min d ln(1e 7) 16 4N = 0 43

44 Dimostrazione formula di Bingham avevamo d min = 6 E s m 1 da cui m = + 6E s 1 dmin dove min d 4N 0 16 quindi m 6Es 1 = N 10 E N 0 0 s 44

45 Dimostrazione formula di Bingham essendo 1 Es m N E P = = E R = E P s RX s s s Ts N N 0 = = N0 Si ottiene la formula di Bingham riferita a costellazioni QAM per target BER 1e-7, senza codifica e senza margine di sicurezza: b log 1 + P P RX N

46 Dimostrazione formula di Bingham Se si vuole tenere in conto anche di codifica e margine di sicurezza si deve usare questa formula, similmente a quanto fatto nelle applicazioni pratiche: b log 1 + P P RX N 1 β 10 γ Dove: - 1 β 10 È il guadagno di codifica che si può ottenere introducendo un codice di canale C(n,k) (nota: la bit rate diminuisce di un fattore k/n) - 1 γ È il margine di sicurezza (esempio di valore tipico: γ=4 6 db) 46

47 OFDM: allocazione dinamica della bit-rate Sulle portanti con SNR più alto trasmetto QAM con più bit BER E-3 1E-4 1E-5 1E-6 1E-7 1E-8 1E-9 1E-10 4-QAM 16-QAM 64-QAM 56-QAM 104-QAM b log 1 + P P 1 β 10 guadagno di codifica RX N 1 β 10 γ 1E-11 1E-1 1E-13 1E Eb/N0 [db] γ 1 margine SNR > SNR 1 f1 f f 47

48 Posso cambiare l allocazione frame per frame Frame k f Frame k +1 f Sistema LTE: Durata subframe = 1 ms 48

49 OFDM: svantaggi carrier synchronization (Doppler) toni pilota PAPR (peak to average power ratio) - (A/D range) - amplificatori in linearità 49

50 OFDMA: accesso multiplo mediante OFDM FDMA TDMA tempo tempo frequenza frequenza CDMA tempo frequenza 50

51 Accesso multiplo mediante TD-OFDMA divisione in frame di durata temporale T f Durante ogni frame, risorse allocate mediante FDMA OFDMA le N sottobande vengono distribuite tra gli utenti presenti FDMA tempo frequenza 51

52 Accesso multiplo mediante TD-OFDMA divisione in frame di durata temporale T f Durante ogni frame, risorse allocate mediante FDMA OFDMA le N sottobande vengono distribuite tra gli utenti presenti FDMA tempo frequenza Ogni utente usa un modulatore OFDM a N toni: -Sui toni a assegnati a lui trasmette simboli QAM -I toni non assegnati a lui vengono mascherati (trasmettendo simboli nulli) 5

53 Accesso multiplo mediante TD-OFDMA divisione in frame di durata temporale T f Durante ogni frame, risorse allocate mediante FDMA OFDMA le N sottobande vengono distribuite tra gli utenti presenti FDMA X = 0 tempo frequenza Ogni utente usa un modulatore OFDM a N toni: -Sui toni a assegnati a lui trasmette simboli QAM -I toni non assegnati a lui vengono mascherati (trasmettendo simboli nulli) 53

54 Accesso multiplo mediante TD-OFDMA divisione in frame di durata temporale T f Durante ogni frame, risorse allocate mediante FDMA OFDMA le N sottobande vengono distribuite tra gli utenti presenti FDMA tempo frequenza Ogni utente usa un modulatore OFDM a N toni: -Sui toni a assegnati a lui trasmette simboli QAM -I toni non assegnati a lui vengono mascherati (trasmettendo simboli nulli) Al frame successivo (dopo T f secondi) si possono riallocare i toni 54

55 OFDMA vs. FDMA FDMA tempo frequenza la filosofia è identica l OFDMA consente di sfruttare tutti i vantaggi dell OFDM -Implementazione modem mediante IDFT/DFT -Sottocanali piatti in frequenza -Allocazione dinamica Inoltre Possibilità di distribuire i toni in modo interlacciato (bande non contigue) (svantaggio: anche se usa pochi toni, IDFT modulator usa tutti i toni consumo/complessità come se usassi tutta la banda) 55

56 Svantaggi OFDMA -Consumo IDFT modulator -Eredita difetti dell OFDM -sensibile errori di frequenza e fase -PAR -Fast channel feedback information -Gestione celle vicine (Riuso della frequenze ai bordi delle celle) 56

57 OFDMA: pianificazione Interferenza Intercella Bisogna fare riuso della frequenze ai bordi delle celle 57

58 OFDMA vs. Wideband CDMA (UMTS) Vantaggi OFDMA: Eredita tutti i pregi dell OFDM -Implementazione digitale FFT -Equalizzazione semplificata, sottobande piatte in frequenza, resistenza al multipath, (CDMA: Rake receiver) utilissimo anche per il MIMO -Flessibilità, reconfigurabilità 58

59 MIMO X 1 TX RX Y 1 X TX RX Y X 3 TX RX Y 3 59

60 Sistema singola antenna P TX H 11 X 1 TX RX Y1 = H11X1 + N1 Potenza trasmessa Banda a disposizione B OFDMA canali piatti in a disposizione P TX frequenza SHANNON P PTX H RX 11 Rb = Rsb B log 1 + = B log 1 + PN PN Se raddoppio P TX raddoppio P RX b cresce solo di un bit R b cresce con la potenza in modo logaritmico 60

61 Sistema MIMO Uso antenne in trasmissione, ripartendo la potenza tra le due P TX =P 1 +P H 11 P 1 X 1 TX P X TX H 1 H 1 H RX RX Y 1 Y H H H 11 1 = H 1 H crescita lineare della bit rate con il numero di antenne 61

62 Capacità MIMO x Uso antenne in trasmissione, ripartendo la potenza tra le due P TX =P 1 +P P 1 H 11 X 1 TX H 1 RX Y1 = H11X1 + H1 X + N1 H 1 P X TX H RX Y = H 1X1 + H X + N X X 1 = X H H H 11 1 = H 1 H Y Y 1 = Y Y 1 H11 H1 X1 N1 Y = H 1 H + X N Y = H X + N 6

63 Capacità MIMO x Matrice di covarianza di X C X * * X1X1 X1X = * * X X1 X X Trasmettiamo simboli indipendenti sulle due antenne C X P 0 1 = 0 P P TX =P 1 +P 63

64 Capacità MIMO x Introduciamo la decomposizione SVD della matrice H H = UΣV U e V = matrici unitarie UU = VV = I Σ = ( ) diag σ i σ i 0 valori singolari σ λ λ i = i i = autovalori di HH ( )( ) ( )( ) ( ) HH = UΣV UΣ V = UΣV VΣ U = Σ = diag λ i 64

65 Capacità MIMO x Si dimostra che P1 P Rb B log 1 + λ 1 + B log 1 + λ PN PN In generale per un sistema MxM R b M B log 1 + i= 1 P i i P λ N λ = i autovalori di HH P TX M = i= 1 P i allocazione ottima di P i = water filling 65

66 Problema complessità P 1 H 11 Y = H X + N X 1 X TX P TX H 1 H 1 H RX RX Y1 = H11 X1 + H1 X + N1 Y = H1X 1 + H X + N Y 1 H11 H1 X1 N1 Y = H 1 H + X N Decodifica ML sul prodotto cartesiano delle due costellazioni complessità M 66

67 Sistema MIMO Esempio limite (poco realistico): H diagonale = due percorsi indipendenti P 1 H 11 P 1 H 11 X 1 TX H 1 RX X 1 TX RX Y1 = H11X1 + N H 1 P X TX H RX X P TX H RX Y H X N H H 0 11 = 0 H HH H 0 11 = 0 H λ = H λ = H 1 11 P1 P P1 P Rb B log 1 + λ 1 + B log 1 + λ = B log 1 + H 11 + B log 1 + H PN PN PN PN 67

68 Sistema MIMO P 1 H 11 X 1 TX RX Y1 = H11X1 + N1 P X TX H RX Y = H X + N H H 0 11 = 0 H Esempio H 11 = H P 1 P = = P TX P TX P TX Rb B log 1 + H11 + B log 1 + H PN PN 68

69 H 11 P 1 X 1 P TX TX H 11 RX Y1 = H11X1 + N1 X 1 TX RX Y1 = H11X1 + N1 P X TX H RX Y = H X + N b log 1 + H 11 P N P TX H11 P TX H P TX b = b1 + b log log 1 + PN P N b ( b 1) Singola antenna b=4 R b =80 Mbps b=5 R b =100 Mbps b=6 R b =10 Mbps b=7 R b =140 Mbps MIMO b=6 R b =10 Mbps b=8 R b =160 Mbps b=10 R b =00 Mbps b=1 R b =40 Mbps 69

70 Sistema MIMO: precoding per diagonalizzare H P 1 H 11 X 1 TX P X TX H 1 H 1 H RX RX H H H 11 1 = H 1 H H nota H = UΣV Y = HX + N Precoder in TX ricevo X Z = VX Essendo V unitaria non cambia la potenza Y = HZ + N = HVX + N = ( UΣ V ) VX + N = UΣ X + N Postcoder in RX Y Γ = U Y = U ( UΣ X + N) = Σ X + N ' N ' = U N Essendo V unitaria non cambia la potenza 70

71 Sistema MIMO: precoding per diagonalizzare H P 1 H 11 X 1 TX P X TX H 1 H 1 H RX RX H H H 11 1 = H 1 H Γ = Σ X + N ' R b M B log 1 + i= 1 P TX i MP λ N λ = i autovalori di HH Ho diagonalizzato il canale H ho creato M canali paralleli 71

72 MIMO: correlazione canali MIMO Gli elementi di H devono essere il più possibile scorrelati H H H 11 1 = H 1 H Si sfrutta il multipath che crea canali indipendenti LTE:.5 GHz λ=1 cm 7

73 MIMO X 1 TX RX Y 1 X TX RX Y X 3 TX RX Y 3 Si sfrutta il multipath che crea canali indipendenti Problemi principali Stima matrice di canale H: canali wireless (in mobilità) molto variabili Complessità 73

74 Sistemi xdsl Powerline communication DVB-T DVB-H SISTEMI CHE UTILIZZANO OFDM SISTEMI CHE UTILIZZANO OFDMA WiFi Mobile WiMAX 3GPP LTE (4G,E-UTRA) 80.(Cognitive radio) 74

75 WLAN/WiFi 80.11n Gennaio 010 migliora il sistema 80.11g (attualmente pre n) Trasmissione:.45 GHz e 5.8 GHz unlicensed Canali: 0 MHz (e 40 MHz) OFDM QAM LDPC (code rate 5/6) MIMO up to 4x4 Bit rate R b fino a 300 (600) Mbps, reali 100 (00) [80.11g 54 Mbps] 75

76 WiFi incremento bit rate da 80.11g (54 Mbps) a 80.11n (600 Mbps) Banda totale B=0 MHz banda utile 16.5 MHz Spaziatura tra i toni =31.5 khz Symbol rate (prefisso ciclico) R=50 khz Numero toni DFT N=64 numero toni utili 5 (-toni pilota per sync = 48) OFDM fino a 64 QAM Code rate 3/4 X = 0 X = 0 50 khz * 48 * 6 * ¾ = 54 Mbps 76

77 WiFi incremento bit rate da 80.11g (54 Mbps) a 80.11n (600 Mbps) 80.11g 80.11n Bit rate [Mbps] Overhead FEC 3/4 5/6 (LDPC) 65 Prefisso ciclico OFDM 800 ns 400 ns 7 MIMO 1x1 Up to 4x4 88 Raddoppio banda 0 MHz 40 MHz (N=108) 600 Inoltre, migliora l efficienza del livello MAC: la perdita sul payload scende dal 50 % al 5% 77

78 Trasmissione: 3.5 GHz licensed Canali: da 5 a 0 MHz MIMO up to x OFDMA QAM Mobile WiMAX 80.16m 78

79 3G Long Term Evolution GSM UMTS LTE Caratteristiche principali UMTS: -Downlink/Uplink: TDD, FDD -Accesso multiplo: CDMA -Modulazione: 4PSK Caratteristiche principali LTE -Downlink/Uplink: TDD, FDD -Accesso multiplo: OFDMA -Modulazione: 4PSK 16QAM 64QAM -MIMO 79

80 3G - LTE Frequenze di trasmissione.5 GHz Banda da 1.5 a 0 MHz Frequenza di campionamento massima 30,7 MHz (multiplo intero di 3.84 Mchips/s - velocità di WCDMA e HSPA) OFDMA con Spaziature portanti 15 khz (gruppo minimo di 1 portanti contigue = 180 khz) modulazioni 4-PSK, 16-QAM. 64-QAM Mimo massimo 4x4 Bit rate massima 336 Mbps (MIMO 4x4, 0 MHz) Dimensioni ottime cella 5 km (30 km, 100km) Bassa latenza (<5 ms) All IP 80

81 3G LTE vs. WiMAX e Caratteristiche tecniche molto simili!!! Discussione: WiMAX gia standard / entrata in esercizio LTE vantaggi infrastruttura rete 3G 81

82 Cognitive Radio Networks (80.) Spettro poco sfruttato idea=gestione opportunistica dello spettro Primary user (licensed) Secondary user spectrum sensing e trasmettono quando il canale è libero Primo standard: WRAN 80. bande televisive USA (54/86 MHz) 8

83 Conclusioni OFDMA MIMO Sistemi di nuova generazione: - WiFi - WiMAX - LTE - Cognitive Radio 83