Progetto di un LNA ( Low Noise f = 5.25 GHz in tecnologia AMS S35

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1 Progetto di un LNA ( Low Noise f = 5.25 GHz in tecnologia AMS S35 Progetto a cura di Alessandro Paghi.

2 INDICE Specifiche ed Introduzione...2 Progettazione ADS 3 Processo 3 LNA singolo stadio singolo transistor 5 LNA singolo stadio Cascode. 10 LNA singolo stadio differenziale 18 LNA doppio stadio Cascode. 21 Progettazione MATLAB Simulink 26 Descrizione del modello del sistema Risultati livello sistema...37 Conclusioni..39 1

3 Specifiche - Z S = 50 Ohm; - Z L = 50 Ohm; - Vcc = 3V; - Banda di funzionamento: GHz ( frequenza centrale 5.25 Ghz ); - P D1 = 15 mw; - P D2 = 30 mw; - 1dPCP > -20 dbm; - IIP3 > -10 dbm; Introduzione Il presente lavoro riguarda la progettazione e la simulazione di un LNA a transistori bipolari destinato alla fabbricazione col processo AMS S um BiCMOS. Si procede analizzando alcune configurazioni di LNA a singolo stadio di amplificazione in configurazione SE singol transistor, SE cascode e FD cascode, traendo conclusioni sull efficacia o meno dell inserimento di un ulteriore stadio di guadagno. Si dimensiona, infine, l architettura LNA singolo stadio di amplificazione in configurazione SE cascode con l utilizzo di induttanze di processo con Q S = 10. Successivamente si utilizzano i dati derivanti dalla simulazione per la verifica delle prestazioni del progetto all interno di un sistema ricetrasmettitore per tecnologia f = 5.25 GHz. 2

4 Progettazione ADS PROCESSO Cross section del processo AMS S35 Modello per grandi segnali del BJT verticale 3

5 Considerazioni sul parametro area: area = L L 0, L 0 = 1 um. L: lunghezza d emettitore. Si riportano i dati derivanti dalla simulazione del transistore bipolare npn121 con diversi valori dal parametro area. V CE = 1.5 V ( scelta commentata in seguito ). Area = 8 Area = 10 Area = 12 Area = 14 Area = 16 F T [GHz] NF MIN [db] NF [db] M I E-OPT [ma] I TOT [ma] Z SON [Ohm] 52+j39 52+j36 55+j38 48+j32 57+j39 A I ( f=5.25 GHz ) [db] Conclusioni Il trend che notiamo è una progressiva riduzione di NF MIN al ridursi di area, che si accompagna con un progressiva riduzione di F T e conseguente riduzione di A I. Non notando particolari differenze mi pongo in condizione area = 12. 4

6 LNA SINGOLO STADIO LNA singolo stadio singolo transistore adattato in ingresso e disadattato in uscita Schema simbolico LNA singolo stadio singolo transistore Schema circuitale LNA singolo stadio singolo transistore 5

7 Il dimensionamento di R E consente di porre la V CE del transistore a metà della tensione di alimentazione, massimizzando la dinamica di uscita. I valori di LE ed LB sono stati ricavati tramite analisi analitica al fine di ottenere il matching integrato, successivamente accurati tramite simulazione ADS. Data la difficoltà a realizzare l adattamento contemporaneamente in ingresso ed in uscita, a causa della forte assenza di unilateralità, sul collettore del transistore bipolare ci si limita ad inserire un gruppo LC risonante alla frequenza di lavoro. Altra considerazione da fare è sul valore di C A : al fine di abbattere il valore di f = 5.25 GHz è necessario utilizzare un valore di capacità non integrabile. Si procede quindi ad inserire un componente discreto tra antenna ed ingresso del LNA. Il valore di C E scelto è tale da garantire il bypass della R E alla frequenza di lavoro. Il valore di capacità determinato non garantisce l integrazione e se ne dovrà tenere conto in fase realizzativa. Riducendo il valore della capacità dal valore ottimo al fine di favorire l integrazione su silicio, il guadagno ottenuto subirà una drastica riduzione. Parametri di progetto e risultati delle f = 5.25 GHz Parametri di progetto Valore area 12 M 1 1 R Ohm R Ohm R E 330 Ohm C A 200 pf C E 303 pf L E 494 ph L B 480 ph L F 1.5 nh C F 446 ff f = 5.25 GHz V CE 1.5 V I CC ma Z IN j0.048 Ohm Z OUT j0.242 Ohm G T db G T-MAX db NF MIN db NF db 1dbCP dbm IIP dbm IIP3 valutata con un tono f = GHz, stessa frequenza del Blocker introdotto nella simulazione di sistema MATLAB Simulink. 6

8 nf(2) db(s(1,1)) db(s(1,2)) db(s(2,1)) db(s(2,2)) Pout[::,1] Pain Potenza in uscita vs Potenza disponibile in ingresso freq, GHz Parametri f = 4 6 GHz freq, GHz f = 4 6 GHz 7

9 I_c.i[1668::1691]*1000 I_c.i[1670::1691]*1000 P AIN = -24 dbm Vc[1670::1691]-Ve[1670::1691] Punto di lavoro istantaneo di Q P AIN = -24 dbm P AIN = -6 dbm Vc[1668::1691]-Ve[1668::1691] Punto di lavoro istantaneo di Q P AIN = -6 dbm 8

10 I_bulk.i, ua Dalle simulazioni risulta che quando la potenza in ingresso cresce le componenti reattive presenti inevitabilmente tra i terminali del transistore si attivano evitando l interdizione dello stesso. Come risultato la corrente di collettore diventa negativa; se il transistore potesse essere schematizzato col modello resistivo questo non sarebbe possibile, il verificarsi di questo fenomeno è da ricondursi alla presenza di elementi capacitivi parassiti presenti tra collettore ed emettitore. È necessario porre occhio su un fenomeno interessante: da un analisi accurata risulta che un notevole quantitativo di corrente scorre dal transistore verso il substrato. Di seguito si riporta una simulazione transitoria per P AIN = -20 dbm time, nsec Questa perdita di corrente può essere dovuta alla presenza di elementi capacitivi tra collettore e substrato. Per come il transistore npn121 è realizzato nel processo AMS S35, la giunzione collettore substrato, una volta che l ultimo viene posto a ground, risulta essere polarizzata inversamente. Bisogna però sottolineare che la capacità considerata è una delle capacità più delicate dell intero modello, in quanto estremamente sensibile a variazioni di tensioni sul collettore. All aumentare della frequenza il valore dell impedenza che connette collettore e substrato si riduce, aumentando conseguentemente il contributo di corrente che fluisce verso quest ultimo. 9

11 LNA singolo stadio Cascode adattato in ingresso ed uscita Schema simbolico LNA singolo stadio Cascode Schema circuitale LNA singolo stadio Cascode 10

12 Parametri di progetto e risultati delle f = 5.25 GHz Parametri di progetto 1. Assenza di Vincoli Vincoli 2. Pd 15 mw 3. 1dBCP -20 dbm IIP3-10 dbm Pd 15 mw Valore area M M M R 1 12 KOhm 12 KOhm 12 KOhm R 2 3 KOhm 3 KOhm 3 KOhm R 3 2 KOhm 2 KOhm 2 KOhm R KOhm KOhm KOhm R REF 1773 Ohm 2172 Ohm 7045 Ohm C A 12 pf 12 pf 12 pf C B 10 pf 10 pf 10 pf L E 286 ph 316 ph 622 ph L B 989 ph nh nh L ADAT nh nh nh C ADAT 109 ff 108 ff 106 ff f = 5.25 GHz V CE1 1.5 V 1.49 V 1.43 V V CE2 1.5 V 1.51 V 1.57 V I CC ma ma 1.8 ma Z IN j0.079 Ohm j0.074 Ohm j0.086 Ohm Z OUT j1.364 Ohm j0.018 Ohm j0.333 Ohm G T db db db G T-MAX db db db NF MIN db db db NF db db db 1dbCP dbm dbm dbm IIP dbm dbm dbm IIP3 valutata con un tono f = GHz, stessa frequenza del Blocker introdotto nella simulazione di sistema MATLAB Simulink. I parametri di progetto utilizzati consentono di rispettare le specifiche descritte sotto la sezione vincoli nell intervallo di frequenze GHz. 11

13 db(s(1,1)) db(s(1,2)) db(s(2,1)) db(s(2,2)) db(s(2,1)) Pout[::,1] Simulazioni per la configurazione di vincoli Pain Potenza in uscita vs Potenza disponibile in ingresso Gt515Gt525 Gt535 Gt515 freq= 5.151GHz db(s(2,1))= Gt525 freq= 5.250GHz db(s(2,1))= Gt535 freq= 5.352GHz db(s(2,1))= freq, GHz S 21 vs frequenza freq, GHz Parametri f = 4 6 GHz 12

14 I_c2.i[3340::3366]*1000 nf(2) freq, GHz f = 4 6 GHz P AIN = -40 dbm Vc2[3340::3366]-Vc1[3340::3366] Punto di lavoro istantaneo di Q P AIN = -40 dbm 13

15 I_c1.i[3340::3366]* Vc1[3340::3366]-Ve1[3340::3366] Commento sul valore di V CE1 : Punto di lavoro istantaneo di Q P AIN = -40 dbm V CC = V CE1 + V CE2 Dalle simulazioni risulta che le variazioni della tensione di uscita ricadono quasi totalmente sul transistore Q 2. Le variazioni della tensione di uscita riportate sul transistore Q 1 risultano essere attenuate, come si nota dal grafico precedente, di circa un fattore 40. Nell ipotesi di garantire una dinamica maggiore al transistore Q 2 sarebbe interessante ridurre la V CE1 del transistore Q 1 portandola a circa V CE-SAT. In questa maniera la linearità dello stadio Cascode ha tutti i presupposti per subire un miglioramento. Conclusioni: LNA singolo stadio Cascode adattato risulta essere una stadio estremamente più performante rispetto ad LNA singolo stadio singolo transistore adattato: è stata ottenuta una riduzione della NF ed aumento di G T. Come possiamo notare dai risultati, LNA singolo stadio Cascode adattato consente di raggiungere un guadagno di trasduttore G T > 20 db, che per un LNA è più che sufficiente. Il secondo stadio di amplificazione porterebbe un incremento del G T ma pagando in termini di una forte riduzione della linearità con conseguente abbattimento di 1dBCP ed IIP3. Con i vincoli progettuali imposti ( 1dBCP > -20 dbm e IIP3 > -10 dbm ), il LNA doppio stadio di guadagno non introduce benefici rispetto alla configurazione a singolo stadio. 14

16 db(s(1,1)) db(s(1,2)) db(s(2,1)) db(s(2,2)) Utilizzo di Induttanze reali Ci poniamo il problema di notare come variano le prestazioni del dispositivo progettato nella configurazione di vincoli 1, utilizzando induttanze di processo con fattore di qualità Q S = f = 5.25 GHz. Risultati delle simulazioni: Parametri di progetto Valore area 12 M 1 4 M 2 4 M 3 1 R 1 12 KOhm R 2 3 KOhm R 3 2 KOhm R KOhm R REF 1773 Ohm C A 12 pf C B 10 pf L E 286 ph R LE Ohm L B 989 ph R LB Ohm L ADAT nh R LADAT Ohm C ADAT 109 ff f = 5.25 GHz V CE1 1.5 V V CE2 1.5 V I CC ma Z IN j6.036 Ohm Z OUT j Ohm G T db G T-MAX db NF MIN db NF db 1dbCP dbm IIP dbm freq, GHz Parametri f = 4 6 GHz 15

17 L utilizzo di induttanze reali con Q = 10 comporta la variazione delle caratteristiche del circuito. Oltre ad una riduzione del guadagno, vengono a mancare adattamento in ingresso ed uscita con un conseguente innalzamento del valore dei parametri S11 ed f = 5.25 GHz. È necessaria una nuova progettazione del dispositivo che tenga conto degli effetti resistivi legati all utilizzo delle induttanze di processo. A causa della mancata presenza di un parametro che tenga conto del fattore di qualità serie Q S di un induttanza reale, si descrive un equazione che ricavi il valore del contributo resistivo serie all induttanza: da cui risulta: Q S = ω 0 L R R = ω 0 L Q S Risultati delle simulazioni al termine della progettazione: Parametri di progetto Valore area 12 M 1 4 M 2 4 M 3 1 R 1 12 KOhm R 2 3 KOhm R 3 2 KOhm R KOhm R REF 1773 Ohm C A 12 pf C B 10 pf L E 250 ph R LE Ohm L B nh R LB Ohm L ADAT nh R LADAT Ohm C ADAT 182 ff f = 5.25 GHz V CE1 1.5 V V CE2 1.5 V I CC ma Z IN j0.078 Ohm Z OUT j0.662 Ohm G T db G T-MAX db NF MIN db NF db 1dbCP dbm IIP dbm 16

18 db(s(1,1)) db(s(1,2)) db(s(2,1)) db(s(2,2)) freq, GHz Parametri f = 4 6 GHz 17

19 LNA singolo stadio differenziale adattato in ingresso e disadattato in uscita Schema circuitale LNA singolo stadio Cascode 18

20 Parametri di progetto e risultati delle f = 5.25 GHz Parametri di progetto Valore area 12 M 1 4 M 2 4 M 3 4 M 4 4 M 5 8 M 6 1 R 3 1 KOhm R 4 6 KOhm R 5 3 KOhm R 6 26 KOhm R RIF 1661 Ohm R R 330 Ohm C B 10 pf L E 108 ph L B nh L RF 1.5 nh C RF 523 ff f = 5.25 GHz V CE1 = V CE V V CE3 = V CE V V CE5 444 mv I CC ma Z IN j0.043 Ohm Z OUT j Ohm G T db G T-MAX db NF MIN db NF db 1dbCP dbm IIP dbm IIP3 valutata con un tono f = GHz, stessa frequenza del Blocker introdotto nella simulazione di sistema MATLAB Simulink. 19

21 db(s(1,1)) db(s(1,2)) db(s(2,1)) db(s(2,2)) Pout[::,1] Pain Potenza in uscita vs Potenza disponibile in ingresso freq, GHz Parametri f = 4 6 GHz Considerazioni: Dai risultati delle simulazioni si nota che in assenza di adattamento sulla porta di uscita, le caratteristiche dell architettura differenziale sono molto simili a quelle dell architettura single ended cascode. In particolar modo mi aspetto che aumentando il G T di circa 5 db, 1dBCP scivoli ad una potenza di ingresso pari a circa -20 dbm eguagliando le prestazioni del singolo stadio cascode single ended. Per quanto riguarda il G T-MAX, la struttura differenziale presenta un guadagno superiore rispetto alla struttura single ended. In termini di NF c è stato un peggioramento di alcuni decimi di db. 20

22 LNA DOPPIO STADIO LNA doppio stadio Cascode adattato in ingresso ed uscita Schema circuitale LNA doppio stadio Cascode 21

23 Parametri di progetto e risultati delle f = 5.25 GHz Parametri di progetto Valore area 12 M 1 4 M 2 4 M 3 1 M 4 4 M 5 4 R 1 12 KOhm R 2 3 KOhm R 3 2 KOhm R Ohm R 6 3 KOhm R 7 2 KOhm R Ohm R RIF 1773 Ohm R R 330 Ohm C 2 10 pf C 3 10 pf C A 12 pf L E 286 ph L B 960 ph L ADAT nh C ADAT 356 ff L ADAT nh C ADAT1 110 ff f = 5.25 GHz V CE1 1.5 V V CE2 1.5 V V CE3 1.5 V V CE4 1.5 V I CC 10.7 ma Z IN j0.019 Ohm Z OUT j1.157 Ohm G T db G T-MAX db NF MIN db NF db 1dbCP dbm IIP dbm IIP3 valutata con un tono f = GHz, stessa frequenza del Blocker introdotto nella simulazione di sistema MATLAB Simulink. 22

24 nf(2) db(s(1,1)) db(s(1,2)) db(s(2,1)) db(s(2,2)) Pout[::,1] Pain Potenza in uscita vs Potenza disponibile in ingresso freq, GHz Parametri f = 4 6 GHz freq, GHz f = 4 6 GHz 23

25 I_c1.i[4180::4205] I_c2.i[4180::4205] Come precedentemente ipotizzato, 1dBCP e IIP3 si spostano estremamente in basso violando le specifiche di linearità richieste dai vincoli. P AIN = -70 dbm Vc2[4180::4205]-Vc1[4180::4205] Punto di lavoro istantaneo di Q P AIN = -70 dbm Vc1[4180::4205]-Ve1[4180::4205] Punto di lavoro istantaneo di Q P AIN = -40 dbm 24

26 I_c4.i[4180::4205] I_c5.i[4180::4205] Vc5[4180::4205]-Vc4[4180::4205] Punto di lavoro istantaneo di Q P AIN = -40 dbm Vc4[4180::4205]-Ve4[4180::4205] Punto di lavoro istantaneo di Q P AIN = -40 dbm 25

27 Progettazione MATLAB SIMULINK Transceiver per banda ISM Modello del Transceiver per banda ISM Trasmettitore Digitale ed RF Modello del Trasmettitore Digitale ed RF 26

28 Trasmettitore Digitale Modello del Trasmettitore Digitale Costellazione Gray 8-PSK con fase pigreco/8 Risposta modulo e fase del filtro a coseno rialzato 27

29 Parametri segnale RF in trasmissione: - f = 5.25 GHz - B 99% = MHz - P = dbm Spettro segnale RF in trasmissione La generazione del segnale RF è stata ottenuta considerando ideale sia il PA in trasmissione che l antenna. Le perdite di canale sono modellizzate tramite una free space path loss, che tiene conto del decadimento della potenza del segnale all aumento della distanza TX-RX, e tramite l aggiunta di AWGN. Il segnale BL essendo un disturbo presente nel mezzo di comunicazione viene direttamente attenuato e successivamente sommato ad AWGN. Si considera in seguito una distanza TX-RX pari a 10 m che corrisponde ad una path loss di 67 db Parametri segnale RF e BL in ricezione: RF: BL - f = 5.25 GHz - B 99% = MHz - P = dbm - f = GHz - B 99% = MHz - P = dbm 28

30 Spettro segnale RF e BL in ricezione 29

31 Ricevitore RF Modello del Ricevitore RF Antenna: S11, S12 vs frequenza S21, S22 vs frequenza 30

32 db(s(1,1)) db(s(1,2)) db(s(2,1)) db(s(2,2)) nf(2) db(s(1,1)) db(s(1,2)) db(s(2,1)) db(s(2,2)) nf(2) I parametri S utilizzati sono quelli di riferimento per un antenna ideale. LNA: È possibile selezionare il tipo di LNA progettato al fine di evidenziare l impatto del progetto nel sistema Transceiver per banda ISM. LNA Ideale - G T = 20 db - Z S = 50 Ohm - Z L = 50 Ohm - 1dBCP = inf - IIP3 = inf - P SAT = inf - NF = 1 db LNA singolo stadio singolo transistore freq, GHz freq, GHz Parametri f = 4 6 GHz f = 4 6 GHz - 1dBCP = dbm - IIP3 = dbm - P SAT = 7 dbm LNA singolo stadio Cascode in configurazione di vincoli freq, GHz freq, GHz Parametri f = 4 6 GHz f = 4 6 GHz 31

33 db(s(1,1)) db(s(1,2)) db(s(2,1)) db(s(2,2)) nf(2) db(s(1,1)) db(s(1,2)) db(s(2,1)) db(s(2,2)) nf(2) - 1dBCP = dbm - IIP3 = dbm - P SAT = 7 dbm LNA singolo stadio Cascode in configurazione di vincoli freq, GHz freq, GHz Parametri f = 4 6 GHz f = 4 6 GHz - 1dBCP = dbm - IIP3 = dbm - P SAT = 7 dbm LNA doppio stadio Cascode freq, GHz freq, GHz Parametri f = 4 6 GHz f = 4 6 GHz - 1dBCP = dbm - IIP3 = dbm - P SAT = 7 dbm 32

34 Mixer: AFI: - G C = 10 db - Z S = 100 Ohm - Z L = 100 Ohm - IIP2 = 7 db - NF = 10 db - G T = 20 db - Z S = 100 Ohm - Z L = 50 Ohm - 1dBCP = inf - IIP3 = inf - P SAT = inf - NF = 15 db 33

35 Modello mixed signal in banda base Modello mixed signal in banda base Modello amplificatore in banda base + ADC Modello ADC Modello di cancellazione di Offset Modello di cancellazione di Offset 34

36 Ricevitore Digitale Modello del ricevitore digitale Il ricevitore digitale contiene una versione duale del trasmettitore digitale utilizzato in trasmissione. AGC Modello AGC 35

37 Confronto tra segnale trasmesso e segnale ricevuto ed elaborato in banda base RF TX: - f = 5.25 GHz - B 99% = MHz - P = dbm RF RX-BB: - B 99% = MHz - P = dbm RF f = 5.25 GHz vs RF f = 0 Hz 36

38 Risultati livello sistema A causa dell assenza di tecniche di correzione dei bit è auspicabile andare a valutare esclusivamente EVM RMS ed EVM PEAK accompagnati dal diagramma ad occhio. In presenza di AGC: Diagramma ad occhio Risultati: Scatter Plot - EVM RMS = % - EVM PEAK = % 37

39 Distanza [m] / Path Loss [db] LNA Ideale LNA Singolo Stadio Singolo Transistor EVM RMS [ % ] AGC ON LNA Singolo Stadio Cascode Configurazione 1 LNA Singolo Stadio Cascode Configurazione 3 1 / / / / / / / / / EVM RMS [ % ] AGC OFF 1 / / / / / / / / / LNA Doppio Stadio Cascode Distanza [m] / Path Loss [db] LNA Ideale LNA Singolo Stadio Singolo Transistor EVM PEAK [ % ] AGC ON LNA Singolo Stadio Cascode Configurazione 1 LNA Singolo Stadio Cascode Configurazione 3 1 / / / / / / / / / EVM PEAK [ % ] - AGC OFF 1 / / / / / / / / / LNA Doppio Stadio Cascode 38

40 EVM RMS [%] EVM RMS [%] - AGC ON LNA ideale LNA SS ST LNA SS cascode V1 LNA SS cascode V3 LNA DS cascode Distanza [m] EVM RMS [%] vs distanza Conclusioni: Dalle simulazioni di sistema si nota che le prestazioni di LNA SS Cascode V1 e LNA SS Cascode V3 risultano essere estremamente simili in termini di EVM RMS [%]. Queste due architetture rappresentano la scelta migliore per il sistema preso in considerazione, in quanto LNA doppio stadio Cascode, a causa della presenza di 1dBCP a bassa potenza, non fornisce prestazioni migliori. La presenza di AGC sembra non influenzare le caratteristiche del sistema che, a quanto pare, sembra essere in grado di funzionare anche in assenza di un Controllo Automatico di Guadagno in ingresso all ADC in ricezione, per distanze TX-RX inferiori ad 1 Km. Superata tale distanza, la presenza dell AGC consente di ottenere EVM RMS [%] minore. Considerazioni sull utilizzo del processo per la fabbricazione di LNA per lo standard f = 5.9 GHz Mi aspetto che le prestazioni del transistori bipolari utilizzati decadano con l aumentare della frequenza. In particolar modo, le correnti che scorrono per via degli elementi parassiti, tra collettore e substrato assumono valori estremamente consistenti. Il guadagno di corrente del singolo transistore decade ed assumendo che decada anche il G T è forse possibile utilizzare un architettura LNA doppio stadio di guadagno mantenendosi all interno delle specifiche richieste da progetto. In definitiva, utilizzando un architettura LNA singolo stadio di guadagno, mi aspetto di ottenere EVM RMS [%] ed EVM PAEK maggiori rispetto a quelli f = 5.25 GHz. 39