TRANSISTOR DI POTENZA

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1 TRANSISTOR DI POTENZA I transistor di potenza sono principalmente utilizzati nel controllo dei motori, in campo automobilistico, negli alimentatori, negli stadi finali degli amplificatori (audio, RF, ). In base all applicazione possono essere: Low voltage (<200 V) High frequency : alimentatori switching ( MOSFET) High voltage High power : controllo diretto del carico ( bipolari) Caratteristiche essenziali: - bassa resistenza R on - elevata frequenza di commutazione - elevata impedenza di ingresso - stabilità termica (bassa resistenza termica) - funzionamento ad alta temperatura - elevata tensione di breakdown - basse correnti di leakage nello stato off

2 - controllato in corrente (5 < β < 10) BJT - lo spegnimento spesso richiede la polarizzazione inversa della base (circuito di controllo complesso e costoso) - fuga termica e difficoltà di parallelizzare più BJT (l aumento di T riduce Ron con conseguente squilibrio delle correnti nei BJT paralleli) - second breakdown (elevato rischio di rottura in presenza di elevate V CE e I C ) Power MOSFET (IGFET) - controllato in tensione (I G praticamente nulla in DC, e spesso trascurabile anche a frequenze dell ordine dei 100 khz) - conduzione per maggioritari, nessun accumulo di minoritari e quindi nessuna necessità di liberarsi dei minoritari (semplice circuito di pilotaggio). La velocià di commutazione può essere ordini di grandezza superiore rispetto ai BJT - coefficiente di temperatura negativo (la mobilità diminuisce con T) e dunque parallelizzabile - elevata resistenza al second breakdown

3 DMOS (double diffusion MOSFET) Canale verticale (per aumentare la superficie di drain e source). La regione P-base ha il potenziale fissato a quello del source. In assenza di polarizzazione di gate, lo svuotamento a cavallo della giunzione P-base/N-drift blocca il passaggio della corrente fra drain e source. La massima tensione V DS sopportata dal MOS (forward blocking) corrisponde alla tensione di breakdown della giunzione P-base/N-drift. Polarizzando positivamente il drain, lo svuotamento fra P-base/N-drift aumenta (specialmente in N-drift, a causa del basso drogaggio). L applicazione di un potenziale positivo al gate porta la regione P-base in inversione sotto il gate, creando il cammino fra source e drain. La velocità di spegnimento è legata alla velocità con cui le cariche positive sono rimosse dal gate. E possibile ottenere tempi dell ordine di 100 ns.

4 V-MOS Il source è ricavato per diffusione nella regione superficiale P-base (che inizialmente ricopre tutto il wafer). L attacco a V (V-groove) è realizzato successivamente. Il canale si forma lungo le pareti del V-groove.

5 Nel MOS verticale esiste un BJT parassita (source-base-channeldrain). Il BJT è mantenuto spento dal corto circuito fra source/p-base. Nonostante ciò, la resistenza della regione P-base può determinare l innalzamento del potenziale lontano dalla regione di corto circuito, con conseguente accensione del BJT. In tal caso, si ha comunque corrente fra source e drain, solo che essa è sostenuta dall iniezione di minoritari (rallentamento dello switch-off).

6 R on è definita come pendenza della I D -V DS nella regione lineare. La R on determina la potenza che si dissipa sul dispositivo quando è completamente acceso. Essa è prevalentemente somma della resistenza del canale e della resistenza della regione di drift. Ad elevate polarizzazioni di gate, la R del canale diventa trascurabile per cui la R on diventa costante. Un dispositivo che deve condurre 50 A e per il quale sia richiesta Von=0.25 V, deve avere Ron=5 mω. In questo caso P = (50) = 12.5 W.

7 COMPONENTI DELLA Ron R N+ e R s sono trascurabili R CH e R A dipendono dalla polarizzazione di gate R J è modulata dalla V D a seguito dallo svuotamento P-base/N-channel (effetto pinch-off) R D dipende dallo spessore del dispositivo (e dunque dalla massima tensione che esso dovrà sostenere). P. es. la R CH può essere calcolata da: I D W = µ n Cox( VG Vt ) VDS da cui: L G CH = 1 R CH µ n W C = ox L ( V V ) G t

8 Poiché i MOSFET di potenza sono formati da un numero elevato di celle elementari del tipo di quella a fianco, in genere si preferisce fornire la conduttanza (o la resistenza) specifica, ovvero per unità di area. Con riferimento alla metà dispositivo a fianco: del G ' CH G µ C ( V ) [ ] G Vt 1 2 Ω = CH n ox = L cm G L + s 2 W L G + s 2

9 ACCENSIONE INVOLONTARIA DEL MOSFET A CAUSA DI ELEVATI dv/dt SUL DRAIN Considerando la capacità di svuotamento presente fra Drain e Base, a seguito dell applicazione di una rampa sul drain, la corrente nella R B (resistenza dovuta alla distanza fra la base reale e il contatto di base), data da C DB d(v-vγ BE )/dt, può polarizzare direttamente la giunzione B-E del BJT parassita. Trascurando Vγ BE rispetto a V, l accensione si innesca per: C DB dv dt = V γ, BE R B in cui V γ,be diminuisce all aumentare della temperatura

10 SAFE OPERATING AREA (SOA) La SOA definisce i limiti di utilizzabilità di un dispositivo, in termini di I e V. La massima V è definita dal breakdown mentre la massima I è dettata dalla potenza dissipabile sul dispositivo. L applicazione contemporanea di tensioni e correnti elevate (ma sotto i limiti massimi detti) può portare comunque il dispositivo alla rottura, anche se l applicazione ha una brevissima durata. Si parla in questi casi di second breakdown.

11 Esistono vari meccanismi in grado di innescare il second breakdown, ma il principale è spesso il BJT parassita. Si ha: I + D = I M + IC I S = I M I E I C = M I E con M fattore di moltiplicazione a valanga n 4 nei MOSFET M = 1 1 V D BV n

12 Per allargare la SOA, nella progettazione dei MOSFET di potenza si lavora principalmente sulla riduzione di R B. Da considerare che R B aumenta con la temperatura a causa della riduzione della mobilità. L ampiezza della SOA dipende anche dalla durata del picco di tensione sul drain.

13 Progettazione dei MOSFET di potenza Un MOSFET viene normalmente progettato per sostenere una assegnata V DS quando è nello stato off (V max ). Assumendo che il breakdown avviene nella regione svuotata sotto il canale (giunzione P-base/N-drift region), ciò vuol dire che il drogaggio e la lunghezza della regione di drift devono essere scelti opportunamente (come nel diodo pin): V max 2 ε Si Emax 2q N d h E 2 max da cui N d deve essere basso e h grande. Quando il dispositivo è acceso, la regione di drift non è più svuotata e la sua conducibilità dipende dal drogaggio, che dunque non può essere troppo basso per non penalizzare la R on. Altri semiconduttori offrono E max più grande e dunque consentono di avere N d più elevato.

14 Semiconduttori per MOSFET di potenza Il semiconduttore ideale è quello che offre elevata µ, elevato E max, elevata λ (conducibilità termica) V BD 3 2 EG Nd = formula di Sze e Gibson

15 G Area = σ = h q drift µ n N d Area h dove Area è la sezione della regione di drift. G' drift qµ nnd = cm h [ ] 1 2 Ω Sostituendo N d = 2 ε qv max E 2 max h = 2V E max max si ottiene: G' = q drift µ n E 4V 3 max 2 max

16 Dissipazione del calore nei dispositivi microelettronici Il surriscaldamento può condurre alla rottura di un dispositivo elettronico. Il problema è ugualmente presente nei dispositivi di potenza come nei dispositivi microelettronici ad elevata integrazione.

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19 Meccanismi prevalenti di rottura: Metallizzazioni: elettromigrazione, spiking dei contatti, fusione Chip: frattura Ossidi: intrappolamenti, perdita di isolamento Dispositivo: contaminazioni ioniche, second breakdown Interfacce ossido/silicio: elettroni caldi MTTF ( T ) = MTTF E a ( T ) e kt O E a dipende dai processi, dai materiali, dalle geometrie, dalle applicazioni E a 0.7 ev

20 Dipendenza dalla temperatura delle rotture per elettromigrazione

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23 Nei dispositivi bipolari il calore si sviluppa prevalentemente in corrispondenza delle giunzioni iniettanti. Per tale motivo il limite in temperatura è spesso fornito con il parametro T J,max. Normalmente la T J,max è fornita con riferimento ad una temperatura del case (contenitore) del dispositivo, T C. Occorre quindi garantire che il case sia alla temperatura indicata. A ciò si provvede dimensionando il sistema di raffreddamento (alette, ventole, ) in modo tale da estrarre la quantità di calore che occorre. T J Si R Si contatto R Al metallo del case T C convezione T A

24 R Si = k 1 Si d A disp R Al t W 1 k = k Si 170 C m K A cont k Al 240 W m K [ ] ( ) ( ) A regime si deve avere Q W = R + R T T coincidente con il calore che si estrae dal case in cui h c è il coefficiente di convezione, che dipende dal sistema di raffreddamento utilizzato. Poiché T C e T A sono indicate dal costruttore, e Q è la potenza dissipata dal componente (R on I 2 ), è possibile calcolare l h c e quindi dimensionare il sistema di raffreddamento. Si Al h 1 C 1 J ( T T ) C A C