Circuito RC. Corso di Elettronica di Potenza (12 CFU) Componenti 1/66

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1 Circuito RC Il dimensionamento del circuito RC deve tenere conto di: ampiezza della sovratensione; durata della sovratensione; impedenza tra sorgente della sovratensione ed il componente. 1/66

2 Circuito RC Se per un intervallo di tempo di durata pari a T s, si ha una sovratensione che porta la tensione v i di ingresso da V 0 a V 0 +V s, in assenza del circuito RC tale sovratensione si ripercuoterebbe tutta ai capi del Diodo. condizioni iniziali 2/66

3 Circuito RC Derivando la seconda e sostituendo in essa il valore di di/dt fornito dalla prima, si ricava: Sostituendo alla variabile i con i = Cdv c /dt si ha: i cui autovalori sono: 3/66

4 Circuito RC Scegliendo il valore di R leggermente minore del valore critico R c =2 L/C in modo che il comportamento del circuito LRC risulti di tipo oscillatorio fortemente smorzato, si ha che l andamento della tensione v c nell intervallo (0, T s ) risulta: I valori dei coefficienti A 1 e B 1 possono essere ricavati imponendo le condizioni iniziali: v c (0) = V 0, i(0) = 0; si ha dunque: A 1 = -V s e B 1 = αv s /ω 4/66

5 Circuito RC Sostituendo i valori di A 1 e B 1 l espressione: la tensione inversa applicata al Diodo assume La massima sovratensione applicata al Diodo è di poco superiore a V d1 -V 0 cioè a Tale sovratensione è alquanto minore di V s e tanto più piccola quanto minore è il rapporto T s /T. Tensione inversa del diodo durante un transitorio 5/66

6 Circuito con soppressori (Varistor) La protezione contro sovratensioni può essere effettuata anche impiegando dei Varistor collegati in parallelo al componente. Sono realizzati con semiconduttori ossido metallico. Il comportamento di un Varistor corrisponde a quello di due Diodi Zener posti in serie con polarità opposta; la tensione di soglia è più elevata di quella di un Diodo Zener (varie centinaia di V). Per proteggere il componente si deve avere V s <V RRM 6/66

7 Le caratteristiche reali dei componenti non sono uguali. Le correnti che attraversano due Diodi in parallelo possono essere molto diverse tra loro. Per ridurre tale differenza di correnti ad un valore accettabile, è necessario montare, in serie ad ogni Diodo, una resistenza di valore tale che la caduta di tensione sulla resistenza sia un pò maggiore della possibile differenza tra le cadute ai capi dei due Diodi. 7/66

8 Quando due o più Diodi vengono montati in serie, la ripartizione delle tensioni inverse può risultare alquanto diversa su ciascun Diodo, a causa della diversità delle caratteristiche inverse. Per migliorare la ripartizione delle tensioni occorre montare in parallelo a ciascun Diodo una resistenza di valore adeguato in modo che in ciascuna di esse fluisca una corrente un pò maggiore della possibile differenza tra le correnti inverse che, a parità di tensione, fluiscono nei due Diodi. L accorgimento descritto assicura una migliore ripartizione delle tensioni inverse a regime permanente; per avere una buona ripartizione anche durante i transitori occorre aggiungere, in parallelo a ciascun Diodo, una capacità che, nel caso di due Diodi, deve essere di valore maggiore della possibile differenza tra le capacità inverse dei singoli Diodi. 8/66

9 Nei convertitori alimentati con tensioni di ampiezza modesta, i fenomeni connessi alle capacità presenti nelle due giunzioni del Transistor sono in genere trascurabili. Nei convertitori, con elevate tensioni di alimentazione, la capacità presente sulla giunzione base-collettore può produrre correnti di collettore con andamento impulsivo che raggiungere intensità non trascurabili. Tale fenomeno può essere descritto sostituendo alla capacità distribuita nella giunzione una capacità concentrata (C bc = K/ V cb ) connessa tra la base e il collettore del Transistor. In presenza di un elevato dv ce /dt il condensatore C bc è percorso da una corrente pari a C bc di/dt che viene iniettata in base e, quindi amplificata producendo una i c elevata. 9/66

10 Per ridurre l entità della corrente iniettata in base si inserisce una resistenza R be tra la base e l emettitore. Un ulteriore miglioramento può essere ottenuto polarizzando negativamente la base del transistor con una tensione dell ordine di qualche volt. La presenza di C bc presenta anche l inconveniente di ridurre la velocità di discesa della tensione v ce quando inizia il pilotaggio del Transistor, in quanto sottrae corrente al pilotaggio. Tale inconveniente può venire ridotto applicando, durante la commutazione, una corrente di pilotaggio maggiore di quella necessaria a regime permanente. 10/66

11 Andamento tipico della SOAR (log-log) Nel funzionamento a regime permanente la zona di impiego di un Transistor è definita come area di sicurezza (Safe Operating ARea, SOAR). Definisce la zona dove il BJT può lavorare in maniera continuativa. In un diagramma I c -V ce tale area è limitata da quattro curve: massima corrente continuativa sopportabile (I cm ); massima tensione V ce sopportabile; massima potenza dissipabile I c =P d /V ce ; breakdown secondario. 11/66

12 La massima corrente continuativa sopportabile è un valore indipendente dalla tensione Vce. Essa è definita sulla base della massima densità di corrente continuativa sopportabile dagli elementi che compongono l assemblaggio del Transistor. La massima tensione collettore-emettitore sopportabile dipende dalle modalità di pilotaggio; nel definire la SOAR normalmente si fa riferimento alla Vceo cioè alla massima tensione sopportabile con il circuito di base aperto (i b =0). La curva di massima potenza dissipabile dipende dal dimensionamento del circuito di raffreddamento e ha un andamento lineare. Per temperature del contenitore più elevate la potenza dissipabile diminuisce in maniera lineare fino ad annullarsi in corrispondenza alla massima temperatura ammissibile per la giunzione (θ max ). Il breakdown secondario è un fenomeno di degrado termico che si verifica a causa del gradiente di tensione lungo la base, in cui alcuni punti della giunzione collettore-base raggiungono un valore termico instabile (aumenta T e con essa la corrente di collettore e la potenza dissipata, forte diminuzione di V ce ). 12/66

13 Funzionamento impulsivo Più importante visto che i semiconduttori vengono utilizzati in regime di commutazione. La corrente massima in regime impulsivo è maggiore di quella continuativa. Le limitazioni dovute alla potenza massima dissipabile e al breakdown secondario diventano tanto meno restrittive quanto minore è la durata dell impulso fino scomparire per impulsi molto brevi. Confronto tra SOAR in regime continuativo (linea continua) ed in regime impulsivo (linee tratteggiate). 13/66

14 Durante la fase di apertura per ridurre i tempi di commutazione la base del Transistor viene spesso polarizzata inversamente. In tale condizione operativa, occorre fare riferimento alla SOAR inversa o RBSOAR. L area di sicurezza inversa si riduce all aumentare della corrente inversa applicata alla base del Transistor. 14/66

15 Nelle applicazioni che richiedono elevate correnti di collettore, per ridurre la corrente di pilotaggio, si ricorre all impiego di più Transistor in configurazione Darlington. Le resistenze tra base ed emettitore servono per ridurre gli effetti dovuti alla corrente di dispersione dei due Transistor. La tensione di saturazione di T 2 è V ce2 = V be2 + V ce1 In fase di apertura il tempo complessivo di accumulo risulta pari alla somma dei tempi dei due Transistor. Per ridurre i tempi di apertura si inserisce un diodo tra la base di T 2 e quella di T 1. Sono in genere integrati in un unica pasticca di silicio. 15/66

16 Il circuito di pilotaggio di un Transistor di potenza deve provvedere a: 1. fornire una corrente di pilotaggio sufficiente a mantenere il transistor in saturazione, quando questo deve essere chiuso; 2. assicurare una buona commutazione del transistor. Per soddisfare 1. il dispositivo di pilotaggio deve fornire una corrente leggermente superiore a quella di saturazione del Transistor. Per soddisfare 2. si deve imporre che il tempo di salita della corrente di pilotaggio sia inferiore al tempo di ritardo del Transistor. Per ridurre l influenza della capacità C bc la corrente di pilotaggio durante la commutazione deve essere più elevata di quella a regime permanente. Per una buona apertura del Transistor si applica una lieve f.e.m. inversa con una bassa impedenza serie. 16/66

17 Quando si desidera che il Transistor di potenza (TP) entri in conduzione, il segnale v i di ingresso viene portato alto in modo tale da portare in conduzione i Transistor T 4, T 3 e T 1 ed in interdizione il Transistor T 2. Il ramo, composto da R 2 e C 2 serve per fornire una sovracorrente di pilotaggio durante la chiusura di TP. Se si desidera che il transistor di potenza venga spento, il segnale di ingresso viene portato basso, in modo tale da portare in conduzione il Transistor T 2 ed in interdizione i Transistor T 1,T 3 et 4. 17/66

18 In molti convertitori gli emettitori dei diversi Transistor di potenza non si trovano tutti allo stesso potenziale. E necessario disaccoppiare galvanicamente i circuiti di pilotaggio di almeno una parte dei Transistor dal circuito di controllo dell intero convertitore. Il disaccoppiamento può essere ottenuto impiegando un trasformatore o un accoppiatore ottico. Quando si impiega un trasformatore, questo può essere utilizzato per trasferire tutta la potenza necessaria per il pilotaggio del Transistor oppure solo a livello di segnale. Quando, invece, si impiega un accoppiatore ottico, questo può, ovviamente, essere utilizzato solo a livello di segnale. Occorre inserire un circuito di alimentazione per fornire le tensioni di alimentazione dei circuiti di pilotaggio disaccoppiate tra loro. 18/66

19 Lo stadio in ingresso al driver è costituito da un diodo LED (V d = 1.5V@10mA). Il pilotaggio dell accoppiatore non può essere effettuato direttamente dal microcontrollore, che non può fornire una corrente sufficiente, ma da uno stadio amplificatore. Lo stadio finale del driver è realizzato in configurazione push-pull capace di sopportare una tensione di alimentazione V cc -V ee compresa tra 15V e 30V e una corrente massima pari a 2A. Particolare attenzione va rivolta al max dv/dt sopportabile, che nel dispositivo considerato è pari a 30kV/ s, pena la perdita dell isolamento. 19/66

20 Protezioni contro sovracorrenti Per rilevare la necessità di intervento della protezione contro le sovracorrenti si possono impiegare varie tecniche. Quella più diretta è basata sulla misura della corrente di collettore o di emettitore del Transistor. Un altra tecnica, notevolmente semplice, è di tipo indiretto e si basa sulla determinazione dell uscita dei dispositivi dalla saturazione: tale determinazione viene effettuata mediante il confronto tra la tensione V ce ed una tensione leggermente superiore a quella di saturazione. Entrambe le tecniche descritte sono in grado di assicurare una efficace protezione del transistor quando le induttanze presenti nel circuito sono tali da garantire che la corrente di collettore non possa variare in maniera troppo rapida. 20/66

21 Protezioni contro sovracorrenti 21/66

22 Protezioni contro sovracorrenti Esempio di circuito di protezione locale dalle sovracorrenti basato sulla uscita dalla saturazione 22/66

23 M2 è pilotato in saturazione, la tensione V DS carica C7 tramite R17 in modo da generare un ritardo che permette a M2 di portarsi in saturazione A) V DS <V th =1.4V Q5 e Q7 rimangono off e M2 in conduzione. B) V DS >V th =1.4V, Q5 e Q7 entrano in conduzione interdicendo M2 (protezione). Una volta interdetto la tensione V DS cresce velocemente mantenendo attiva la protezione fino al successivo comando di off di M2. C) M 2 è comandato nello stato di interdizione. In questa situazione il diodo D 5 entra in conduzione portando la tensione di base su Q 5 al valore di 0.7V (reset della protezione) 23/66

24 Protezioni contro sovratensioni Per proteggere un Transistor contro le sovratensioni si inserisce un circuito costituito da un Diodo, un condensatore ed una resistenza, atto ad evitare l insorgere di una elevata corrente durante la fase di chiusura del Transistor. Lo stesso circuito consente anche di ridurre le perdite localizzate nel Transistor durante la fase di apertura. Un altro accorgimento, necessario in presenza di carichi induttivi, consiste nell inserzione di un Diodo di libera circolazione tra emettitore e collettore, atto a creare una via di passaggio della corrente quando il Transistor viene interdetto. 24/66

25 IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor ) Componenti che sfruttino i vantaggi delle tecnologie bipolare e ad effetto di campo integrando BJT e MOSFET. Tale architettura conferisce al dispositivo la caratteristica di alta impedenza di ingresso, tipica del MOSFET, e una capacità di conduzione della corrente simile a quella di un BJT. 25/66

26 IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor ) Il funzionamento di un IGBT può essere spiegato sulla base di un circuito equivalente: applicando al gate una tensione positiva rispetto all emettitore, il MOSFET di ingresso entra in conduzione, polarizzando direttamente la giunzione base-emettitore del BJT Q 1. La sua accensione provoca la modulazione della conducibilità della regione n -,ilcuiè effetto è stato schematizzato con la resistenza R drift. La riduzione a zero della tensione v ge determina lo spegnimento del componente. 26/66

27 IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor ) Il BJT parassita Q 2 forma con Q 1 una struttura a controreazione, che potrebbe causare una conduzione non controllata dell IGBT. Ciò viene evitatato riducendo la resistività, mediante un forte drogaggio della zona di strato p al di sotto. In fase di spegnimento del dispositivo, a causa della elevata C gc ed in corrispondenza a consistenti valori di dv ce /dt, si potrebbero verificare fenomeni di riaccensione. Per evitare tale inconveniente, lo spegnimento del componente deve avvenire applicando una tensione v ge negativa. 27/66

28 Spegnimento 28/66

29 Vantaggi Le principali caratteristiche che rendono vantaggioso l impiego degli IGBT sono le seguenti: pilotaggio simile a quello di un MOSFET (con assorbimento di corrente solo durante le commutazioni); tempi di commutazione molto contenuti rispetto a quelli di un BJT di uguale portata (in genere inferiori al ms); tensioni massime sopportabili molto maggiori di quelle applicabili ad un MOSFET, senza pesante degrado delle prestazioni; minori problemi, rispetto ad un BJT, per soddisfare i requisiti connessi alla SOAR inversa. 29/66

30 Caratteristiche IGBT Gli andamenti delle caratteristiche di uscita di un IGBT sono molto simili a quelle di un Transistor bipolare, pur presentando una uscita dalla saturazione molto più marcata. 30/66

31 Comportamento ideale Gli SCR (Silicon Controlled Rectifier) o Tiristori rappresentano il componente fondamentale per i convertitori di più alta potenza e per molti dei convertitori alimentati in corrente alternata. Idealmente possono essere considerati come degli interruttori che possono condurre in un unica direzione e di cui è possibile comandare solo la chiusura. L apertura è invece determinata solo dal circuito di potenza al quale è connesso. 31/66

32 Caratteristiche statiche I h V d V ak = tensione applicata fra anodo e catodo V d = tensione di picco diretta I a = corrente che fluisce nel componente I g = corrente applicata all elettrodo di controllo I h = corrente di tenuta (hold) 32/66

33 Meccanismi di innesco I c1 = h fe1 I b1 + I ceo1 dove I ceo1 = (1 + h fe1 ) I cbo1 I c2 = h fe2 I b2 + I ceo2 dove I ceo2 = (1 + h fe2 ) I cbo2 Tenendo conto che I b1 = I c2 I b2 = I c1 + I g I a = I c1 +I c2 33/66

34 Meccanismi di innesco I c1 Anello a reazione positiva con guadagno h fe1 h fe2 34/66

35 Meccanismi di innesco h fe varia con la corrente di emettitore, quindi se I g = 0 e la tensione V ak < V d, la condizione di guadagno d anello minore dell unità è verificata e pertanto la corrente anodica I a è molto piccola. I a = [(1 + h fe2 ) I ceo1 + (1 + h fe1 ) (I ceo2 + h fe2 I g )]/(1- h fe1 h fe2 ) 35/66

36 Meccanismi di innesco Se, con V ak < V d, si applica una I g >0 le correnti di emettitore, e di conseguenza anche il guadagno di anello aumentano. Se la corrente di pilotaggio raggiunge un valore tale per cui h fe1 h fe2 >1,il funzionamento del Tiristore diventa instabile ed I a dipende solo dal circuito esterno. Una volta terminato l innesco, se la corrente anodica rimane maggiore di I h, il valore del guadagno d anello si mantiene maggiore dell unità. 36/66

37 Meccanismi di innesco Il meccanismo di innesco descritto giustifica anche l innesco dovuto ad una tensione anodica maggiore della massima tensione di picco diretta V d : all aumentare della tensione aumentano le correnti di dispersione, quindi i valori dei guadagni in corrente. 37/66

38 Meccanismi di innesco L innesco può avvenire anche se, senza raggiungere il valore V d,latensione anodica sale con un dv/dt elevato. Il rapido incremento della tensione produce, a causa delle capacità presenti tra i vari strati del semiconduttore, delle correnti transitorie nei due Transistor che possono portare il prodotto h fe1 h fe2 ad un valore maggiore dell unità. 38/66

39 Caratteristica dell elettrodo di controllo L area di possibile accensione presenta punti molto prossimi alla curva di massima potenza dissipabile in regime continuativo. Risulta quindi difficile, se si desidera mantenere applicato il pilotaggio per lunghi intervalli di tempo, scegliere la caratteristica del circuito di pilotaggio in modo tale da garantire l accensione del Tiristore in qualunque condizione operativa evitando di superare la massima potenza continuativa dissipabile. In molte applicazioni è conveniente, per migliorare la commutazione, che la corrente di pilotaggio sia alquanto maggiore di quella di sicura accensione. 39/66

40 Caratteristica dell elettrodo di controllo La minima V g di sicura accensione risulta praticamente indipendente dal valore della temperatura di giunzione. La minima I g di sicura accensione presenta una cospicua dipendenza dal valore della temperatura. Il valore della max V g che garantisce la non accensione del Tiristore è molto piccolo, quindi il circuito di pilotaggio deve essere progettato con particolare cura al fine di evitare l insorgere di disturbi che potrebbero portare ad accensioni indesiderate del Tiristore. 40/66

41 Caratteristica dell elettrodo di controllo Nei circuiti in cui si è sicuri che, nell istante in cui si inizia il pilotaggio, la V ak sia positiva e che, in tutto l intervallo di tempo durante il quale si desidera che il Tiristore sia chiuso, la I a > I h, è sufficiente impiegare, per il pilotaggio, un impulso di corrente di durata pari a 6-8 s. In questo caso, quindi, la potenza di pilotaggio che occorre prendere in considerazione è quella di picco sopportabile dalla giunzione. Altrimenti si deve ricorrere ad un treno di impulsi con = /66

42 Caratteristica dell elettrodo di controllo Noto il rapporto γ, è possibile fissare i valori di e g ed R g in modo tale che la caratteristica del circuito di pilotaggio non superi la curva della massima potenza dissipabile e sia abbastanza lontana dall area di possibile accensione. Nel caso di Tiristori di grossa taglia la corrente che deve essere applicata all elettrodo di controllo può risultare elevata. Si adotta una configurazione in cui la corrente di pilotaggio del Tiristore RC 1 è fornita da un altro Tiristore, RC 2 di taglia ridotta e che richiede una piccola corrente di pilotaggio (Amplifying Gate). 42/66

43 Comportamento transitorio Durante la fase di innesco, l intensità di corrente presenta un ritardo iniziale di durata pari a t d (tempo di ritardo), simile a quello di un transistor e dipendente dalle caratteristiche dell impulso di accensione. Durante la fase di salita della corrente, la tensione anodica diminuisce lentamente. Pertanto, durante la commutazione si verifica una dissipazione di energia che risulta tanto maggiore quanto più elevato è il di/dt. 43/66

44 Comportamento transitorio Il passaggio dallo stato di conduzione a quello di interdizione (spegnimento) non può essere controllato agendo sull elettrodo di controllo ma dipende solo dal circuito anodico e richiede un tempo t s di spegnimento. I Tiristori possono essere suddivisi in due distinte famiglie: Tiristori lenti (o per commutazione da rete) che presentano un tempo di spegnimento compreso tra alcune decine di s (per i Tiristori di piccolissima potenza) a svariate centinaia di s; Tiristori veloci (o per commutazione forzata) che presentano tempi di spegnimento ridotti. Il tempo di spegnimento aumenta all aumentare della temperatura e della corrente anodica mentre diminuisce all aumentare della velocità di discesa della corrente, della tensione inversa applicata tra anodo e catodo e della polarizzazione inversa dell elettrodo di controllo. 44/66

45 Comportamento transitorio A seconda della velocità di discesa della corrente anodica e del valore della tensione inversa applicata al Tiristore si possono individuare tre diverse modalità di spegnimento: statico; quasi statico; forzato. 45/66

46 Spegnimento statico Lo spegnimento statico è lo spegnimento tipico dei circuiti in cui la corrente presenta un andamento decrescente in maniera esponenziale ed è caratterizzato da una lenta discesa della corrente al di sotto della corrente di tenuta, senza che il Tiristore risulti mai contropolarizzato. Tra i vari tipi di spegnimento, questo è quello che presenta il tempo di spegnimento più lungo. Per contro, le perdite di commutazione dovute allo spegnimento sono del tutto trascurabili. 46/66

47 Spegnimento quasi statico Lo spegnimento quasi statico è caratterizzato da una diminuzione non eccessivamente veloce della corrente anodica e/o da una controtensione modesta o comunque con un dv/dt limitato. La maggiore velocità di discesa della corrente e l eventuale applicazione di una controtensione riducono in maniera consistente la durata del tempo di spegnimento, rispetto a quella della modalità precedente. Anche in questo tipo di spegnimento, l assenza di una contropolarizzazione riduce a valori praticamente trascurabili le perdite localizzate nel semiconduttore durante lo spegnimento. 47/66

48 Spegnimento forzato Lo spegnimento forzato è caratterizzato dalla applicazione di una controtensione con un dv/dt elevato che viene normalmente ottenuta chiudendo in parallelo al Tiristore un generatore con una bassa impedenza interna. Questo tipo di spegnimento permette di minimizzare la durata del tempo di spegnimento, ma presenta l inconveniente di provocare delle perdite consistenti nel semiconduttore. t rr =t 2 +t 3 48/66

49 Comportamento statico Massimo picco ripetitivo di tensione inversa sopportabile (V RRM ); massimo picco non ripetitivo di tensione inversa (V RSM ); massimo valore di tensione diretta (V DRM ) per il quale, in assenza di pilotaggio, è garantita la non accensione del Tiristore; il valore di corrente continuativa sopportabile (I AV ); il valore efficace di corrente sopportabile in varie situazioni operative (I RMS ); il valore di picco non ripetitivo (I FSM ); la potenza dissipata in varie situazioni operative; la caduta diretta V ak in funzione della corrente anodica; la corrente inversa corrispondente alla massima tensione inversa applicabile; le caratteristiche dell elettrodo di controllo (area in cui è compresa la caratteristica, area di possibile accensione); la massima temperatura a cui il semiconduttore può lavorare; la resistenza termica tra semiconduttore e contenitore (R θjc ). 49/66

50 Comportamento transitorio i valori dei tempi relativi alla accensione; il valore del massimo di/dt sopportabile durante l accensione; il valore del massimo dv/dt, per il quale è garantita la non accensione; il valore del tempo di spegnimento (t s ), con una o più modalità di spegnimento; l andamento della capacità tra anodo e catodo, al variare della tensione applicata; il valore del tempo di recupero o quello della carica inversa; la resistenza termica transitoria tra giunzione e contenitore r θ (t); l area quadratica (i 2 t) di corrente sopportabile in caso di sovraccarico; 50/66

51 Le specifiche variano a seconda del di/dt all accensione. In caso di basso di/dt, nessun accorgimento particolare va considerato. Quando il di/dt raggiunge valori elevati è conveniente che l ampiezza dell impulso di corrente di pilotaggio sia la più elevata possibile. È necessario che il t r della corrente abbia una durata inferiore al t d del Tiristore. Quando è necessario disaccoppiare galvanicamente il circuito di controllo da quello di potenza si inserisce un trasformatore che trasferisce tutta la potenza necessaria per il pilotaggio. 51/66

52 Protezioni contro eccessivi di/dt All atto dell accensione la I a applicata al Tiristore deve salire con un di/dt minore del di/dt max. sopportabile dal componente; risulta, pertanto, necessario aggiungere induttanze addizionali, tali da portare il di/dt avalori accettabili. L inserimento di una induttanza produce una dissipazione di energia all atto della apertura del Tiristore stesso e richiede un accurato esame delle sovratensioni che possono verificarsi in questa situazione operativa. In molti convertitori, per limitare la quantità di energia magnetica immagazzinata dall induttanza, si fa ricorso ad induttanze saturabili, che limitano il valore del di/dt solo per un breve intervallo di tempo, sufficiente al diffondersi dell innesco su tutto il Tiristore. 52/66

53 Protezioni contro eccessivi dv/dt Se il valore del dv/dt (che può portare in conduzione il Tiristore, anche in assenza di impulso di pilotaggio) applicato ad un Tiristore può risultare maggiore di quello sopportabile, diventa necessario impiegare un opportuno circuito atto a ridurre la pendenza della tensione anodica. Il circuito impiegato è analogo a quello già illustrato per proteggere i Diodi da sovratensioni. 53/66

54 Protezioni contro eccessivi dv/dt Per ricavare il valore della max. tensione di picco V ap e del max. dv/dt si può ricorrere ad andamenti grafici anziché espressioni analitiche. V ap dipende solo da,mentreildv/dt è proporzionale a E g ed n. Si sceglie in base a V ap e poi il valore di n dv/dt. che soddisfa il 54/66

55 Protezioni contro eccessivi dv/dt In molte applicazioni, il valore della resistenza R risulta molto piccolo e tale da produrre, durante la successiva accensione del Tiristore, una corrente troppo elevata. Si ricorrere ad un circuito in cui sono stati introdotti un Diodo ed una ulteriore resistenza. In questo modo la resistenza posta in serie al condensatore durante la fase di salita della tensione è pari al parallelo tra R 1 e R 2, mentre risulta pari ad R 2 quando il Tiristore viene chiuso. 55/66

56 Sovracorrenti e sovratensioni I problemi connessi alla protezione locale dei Tiristori contro sovracorrenti sono del tutto analoghi a quelli dei Diodi. Molto spesso, specialmente nei convertitori alimentati in corrente continua, i Tiristori sono impiegati come interruttori statici con un apposito circuito che provvede al loro spegnimento. In questo caso è, quindi, possibile impiegare anche protezioni locali di tipo attivo. Occorre rilevare che le protezioni attive dei Tiristori hanno un tempo di intervento più lungo rispetto a quelle dei Transistor. Anche per le sovratensioni le protezioni locali sono realizzate con circuiti RC o con soppressori di sovratensione. Molto spesso il circuito RC impiegato per limitare il dv/dt è sufficiente anche per proteggere il Tiristore da sovratensioni. 56/66

57 Montaggi in serie e in parallelo Occorre considerare differenze tra le caratteristiche statiche dei vari componenti differenze tra le caratteristiche dinamiche (t ON, t rr e I rm ). Nel caso di montaggio in parallelo, la differenza tra i tempi di accensione può produrre un incremento del valore del di/dt di uno dei componenti, mentre può provocare valori transitori della tensione diretta più elevati di quello massimo sopportabile dal componente, nel caso di montaggio in serie. Le differenze tra i tempi di recupero richiedono particolari accorgimenti quando lo spegnimento viene effettuato in maniera forzata. Attualmente, piuttosto che utilizzare montaggi in serie o in parallelo si preferisce ricorrere ad apposite strutture di conversione, ad esempio convertitori con struttura a più livelli. 57/66

58 Componenti derivati dai tiristori Lo spegnimento dei Tiristori rappresenta il principale problema connesso al loro impiego. L ampia diffusione dei Tiristori ha portato a cercare di superare tale problema mediante lo sviluppo di componenti che possono essere spenti agendo opportunamente sull elettrodo di controllo. I primi componenti con tale caratteristica sono stati i GTO (Gate Turn-Off Thyristors) che hanno ottenuto un successo industriale inferiore alle attese per il contemporaneo incremento delle portate dei BJT e, successivamente degli IGBT. L interesse per i Tiristori e per i componenti da essi derivati si è spostato per tensioni e potenze sempre più elevate. Attualmente l intersse è rivolto solo a GTO, GCT (Gate Controlled turn-off Thyristors) ed i Tiristori con gate isolato. 58/66

59 Struttura dei GTO La struttura di un GTO può essere approssimata come costituita da un elevato numero di Tiristori elementari posti in parallelo tra loro. Il circuito equivalente è simile a quello di un Tiristore con in più una resistenza (R s ) tra l emettitore e la base del Transistor PNP. A differenza dei Tiristori, nei GTO i due Transistor NPN e PNP presentano dei guadagni in corrente (h fe ) molto piccoli. 59/66

60 Accensione L accensione di un GTO richiede un impulso di corrente di ampiezza e durata maggiori di quelli relativi ad un Tiristore a causa del minore guadagno dei due Transistor e della presenza della resistenza R s. Se alla fine dell impulso di accensione la corrente anodica ha superato di poco il valore della corrente di tenuta (I h ) può succedere che una rapida discesa della corrente di pilotaggio provochi lo spegnimento del GTO. Per evitare tale inconveniente spesso il pilotaggio del GTO viene mantenuto, con un livello di corrente leggermente maggiore di quello di sicura accensione; ciò consente anche una apprezzabile riduzione della caduta diretta che è sensibilmente maggiore di quella di un equivalente Tiristore. 60/66

61 Spegnimento Lo spegnimento può essere effettuato facendo fluire nel gate una corrente inversa di ampiezza sufficientemente elevata o applicando all elettrodo di controllo una controtensione (di ampiezza 5-10V), eventualmente con una piccola resistenza in serie. I tempi di spegnimento t s e t f diminuiscono al crescere della controtensione o della controcorrente applicata. Il transitorio di discesa della corrente è composto da due fasi: 1. fase di discesa (fall) dove si verifica un rapido decremento della corrente anodica fino al valore I 1 che dipende da I a,i g,e g ; 2. fase di coda (tail) dove il decremento della corrente risulta alquanto più lento che nella prima. Il valore di I 1 ( 0.1 I a ) diminuisce all aumentare di ts; per ridurre le perdite è conveniente effettuare uno spegnimento lento. Per valori più bassi di I 1 si effettua uno spegnimento rapido. 61/66

62 Massimo dv/dt Andamento della SOAR di un GTO La massima pendenza con la quale può essere riapplicata al GTO una tensione diretta durante la fase di spegnimento è notevolmente dipendente dal valore della corrente da spegnere. Se la corrente da spegnere è minore della corrente continuativa, il dv/dt applicabile è paragonabile a quello di un equivalente Tiristore veloce. Se la corrente da spegnere è prossima alla massima corrente commutabile, il valore del dv/dt si riduce in maniera consistente. 62/66

63 Massimo dv/dt Massima corrente commutabile al variare del dv/dt Massima corrente commutabile al variare della capacità del circuito di protezione 63/66

64 Caratteristiche dei GCT Lo spegnimento dei GTO presenta alcuni inconvenienti quali: un elevato tempo di storage; il fenomeno della coda della corrente anodica; il limitato valore del dv/dt con il quale può venire riapplicata la tensione anodica dopo lo spegnimento. L ultimo inconveniente è il più gravoso in quanto costringe all impiego di circuiti di snubber, con un valore di capacità elevato. Nelle applicazioni di elevata potenza, i componenti che consentono di ridurre tutti o parte degli inconvenienti precedentemente evidenziati sono i GCT e i Tiristori con gate isolato. 64/66

65 Caratteristiche dei GCT I GCT hanno una struttura analoga a quella di un GTO, ma presentano una induttanza del circuito dell elettrodo di controllo inferiore. Vantaggi rispetto ai GTO: pilotaggio dell elettrodo di controllo con un di/dt molto più elevato; caduta diretta inferiore; ridotto tempo di storage, (frequenza di commutazione maggiore). 65/66

66 Tiristori con Gate isolato La prima realizzazione di un componente di questo tipo è stata ottenuta introducendo un MOS, preposto allo spegnimento del Tiristore. Per tale motivo il componente è stato denominato MOS Turn-Off thyristor (MTO). Una ulteriore evoluzione ha condotto allo sviluppo dei MOS- Controlled Thyristors (MCT) che impiegano,due dispositivi MOS, uno dedicato all accensione e l altro allo spegnimento del Tiristore. MTO MCT 66/66