a.a. 2015/2016 Docente: Stefano Bifaretti

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1 a.a. 2015/2016 Docente: Stefano Bifaretti

2 I primi convertitori in grado di controllare il flusso di energia elettrica sono stati realizzati impiegando macchine elettriche rotanti. Tali convertitori (convertitori rotanti), il più noto dei quali è il gruppo Ward-Leonard, dal nome dell Ingegnere tedesco che lo realizzò nel 1891, hanno trovato ampia diffusione in tutto il periodo che va dalla fine del diciannovesimo secolo fino ad oltre la metà del ventesimo secolo. Successivamente, i convertitori rotanti sono stati man mano sostituiti con convertitori statici che presentano, rispetto a quelli rotanti, indubbi vantaggi di costo, di affidabilità, di rendimento e di manutenzione. 2/83

3 Nei convertitori statici di potenza i semiconduttori vengono sempre impiegati, al fine di ridurre l energia dissipata nel convertitore, in regime di commutazione; vengono cioè fatti funzionare come un interruttore, alternativamente chiuso (saturazione) e aperto (interdizione). Una prima suddivisione dei semiconduttori impiegati nei convertitori statici può essere effettuata considerando la modalità di comando, mediante un opportuno circuito di pilotaggio, del passaggio dallo stato di interdizione a quello di conduzione ed del passaggio dallo stato di conduzione a quello di interdizione. 3/83

4 Sulla base della modalità di comando, i semiconduttori di potenza possono, quindi, venire suddivisi in tre distinte famiglie: 1. componenti non controllati (diodi); 2. componenti di cui è possibile comandare solo il passaggio dallo stato di interdizione a quello di conduzione (Raddrizzatori Controllati al Silicio o Tiristori); 3. componenti di cui è possibile comandare, oltre alla chiusura, anche il passaggio dallo stato di conduzione a quello di interdizione (Transistor di Potenza BJT, MOSFET e IGBT). 4/83

5 Anodo Caratteristica ideale Catodo Quando la tensione tra anodo e catodo diventa positiva il Diodo entra in conduzione (cioè conduce con una caduta di tensione trascurabile). La conduzione prosegue fino a quando la corrente anodica rimane positiva. Quando la corrente anodica si annulla (o tende a diventare negativa) il Diodo smette di condurre (stato di interdizione). 5/83

6 Il comportamento reale del diodo si discosta da quello ideale, sia durante il funzionamento a regime permanente sia durante quello transitorio. I a = corrente anodica V ak = tensione tra anodo e catodo Caratteristica statica reale Quando il diodo è polarizzato direttamente la V ak (caduta diretta) assume un valore compreso tra 0.6V e qualche V che dipende: dal tipo di Diodo; dall intensità della corrente I a ; dalla temperatura della giunzione. 6/83

7 Caratteristica statica reale Nei convertitori a bassa tensione (fino al centinaio di V) la caduta diretta dei Diodi non può essere trascurata e può risultare importante anche ai fini del funzionamento del convertitore. Nei convertitori a più elevata tensione, invece, la caduta diretta dei Diodi risulta importante solo ai fini del dimensionamento termico del componente stesso mentre può, in genere, essere trascurata nell analisi del funzionamento complessivo del circuito. 7/83

8 I a = corrente anodica V ak = tensione tra anodo e catodo Caratteristica inversa reale Dualmente, quando al Diodo è applicata una tensione negativa (tensione inversa) nel Diodo fluisce una piccola corrente negativa (corrente inversa). Quando la tensione inversa diventa maggiore di V b (massima tensione inversa applicabile al Diodo o tensione di Breakdown) si ha il cosiddetto effetto Zener e la corrente aumenta improvvisamente; ciò comporta una elevata dissipazione all interno del componente. 8/83

9 Comportamento transitorio commutazione diretta: passaggio dalla situazione di non conduzione, o interdizione, a quella di conduzione. commutazione inversa: passaggio dalla situazione di conduzione a quella di interdizione. Commutazione diretta Se si applica un gradino di corrente con una elevata pendenza, V ak assume, in un intervallo di tempo t fr (tempo di recupero diretto o forward recovery time),un valore alquanto superiore alla E d. Nei convertitori statici di potenza tale fenomeno risulta in genere trascurabile, in quanto le induttanze presenti nel circuito limitano il di/dt applicato al Diodo a valori tali da non provocare apprezzabili cadute durante la fase di commutazione diretta. 9/83

10 Commutazione inversa Nella commutazione inversa occorre che sia trascorso un breve intervallo di tempo t rr (tempo di recupero inverso o reverse recovery time) prima che il Diodo acquisti la proprietà di blocco della corrente. Il t rr dipende da: caratteristiche del Diodo; corrente diretta prima della commutazione; di/dt durante il transitorio; temperatura della giunzione. Nella fase di discesa di i a la V ak è circa nulla mentre si presenta una V ak <0 in corrispondenza alla salita della i a. L oscillazione è dovuta a fenomeni di risonanza tra la capacità interna del Diodo e le induttanze presenti nel circuito. 10/83

11 Commutazione inversa Per ricavare i valori della corrente inversa (I rm ) e del tempo di recupero inverso si possono usare formule approssimate per eccesso. Tali formule sono valide solo per i Diodi veloci e sono ottenute approssimando l andamento della corrente inversa con un triangolo rettangolo e fanno riferimento alla quantità di carica inversa Q rr (recovery stored charge) fornita dal Diodo durante la conduzione inversa. 11/83

12 Commutazione inversa Andamento di Q rr al variare del di/dt Andamento di Q rr al variare della temperatura di giunzione 12/83

13 Commutazione inversa Il fenomeno della conduzione inversa può provocare ai capi di altri componenti del circuito: sovracorrenti; sovratensioni; maggiore dissipazione. Si può ricorrere a Diodi veloci o Fast Recovery Diodes (t rr molto piccolo) per ridurre le sovracorrenti. Svantaggio: la corrente inversa, dopo aver raggiunto il valore massimo I rm, ritorna a zero con pendenze elevate che, in presenza di induttanze rilevanti, provocano elevate sovratensioni sugli altri componenti. Ulteriore soluzione: Soft Recovery Diodes che hanno un t rr leggermente più lungo di quello dei Diodi a commutazione brusca, presentano un ritorno a zero della corrente più dolce. 13/83

14 Basati su una giunzione metallo-semiconduttore. Tale tipo di giunzione non permette il trasferimento di portatori minoritari dal semiconduttore al metallo; la conduzione di corrente avviene solo per mezzo dei portatori maggioritari. I Diodi Schottky presentano i seguenti vantaggi: assenza di fenomeni dovuti alla ricombinazione di portatori, con conseguente aumento della velocità di commutazione; minore caduta diretta (in genere dell ordine di un 1/3, ¼ di un Diodo a giunzione). Svantaggi: corrente inversa e la capacità sono in genere alquanto più elevate; bassa tensione di blocco inversa ( V). Limitato impiegato nei convertitori statici. 14/83

15 Alcuni Diodi sono in grado di poter funzionare in maniera continuativa con una tensione inversa uguale o leggermente maggiore alla loro tensione di blocco inverso. Tale fenomeno viene utilizzato nei Diodi Zener, la cui caratteristica di impiego è proprio quella di poter mantenere la tensione inversa ad un valore circa costante. La caratteristica diretta di un Diodo Zener è, invece, del tutto analoga a quella di un Diodo normale. 15/83

16 Portate in tensione e in corrente massimo picco ripetitivo di tensione inversa sopportabile dal diodo (V RRM ). massimo picco non ripetitivo di tensione inversa (V RSM ); valore efficace di tensione inversa sopportabile durante il funzionamento come raddrizzatore monofase (V RRMS ); valore di corrente continuativa sopportabile (I AV ); valore efficace di corrente sopportabile in varie situazioni operative (I RMS ); valore di picco di corrente non ripetitivo (I FSM ); massima temperatura di lavoro della giunzione (θ j ); resistenza termica tra giunzione e contenitore (R jc ); potenza dissipata in varie situazioni operative. 16/83

17 Dati relativi alla caratteristica statica curve I a -V ak per differenti valori della temperatura di giunzione θ j ; curve I R -V R per differenti valori della temperatura di giunzione θ j. Dati relativi al comportamento transitorio resistenza termica transitoria r (t) per valutare il comportamento termico; l area quadratica di corrente sopportabile (i 2 t) nel caso di sovraccarichi di breve durata; andamento della capacità complessiva tra anodo e catodo; tempo di recupero inverso (t rr ) e/o carica inversa (Q rr.). 17/83

18 Il comportamento ideale di un Transistor (per il quale si impiegherà in seguito il simbolo del BJT), funzionante in regime di commutazione può essere assimilato a quello un interruttore (interruttore statico) di cui è possibile comandare, agendo sulla corrente di base (corrente di pilotaggio), sia l apertura che la chiusura. BJT di tipo NPN Diversamente da un interruttore elettromeccanico, però, la corrente può circolare nel Transistor solo in una direzione (cioè dal collettore all emettitore). 18/83

19 Il comportamento reale del BJT si discosta da quello ideale, sia durante il funzionamento a regime permanente sia durante quello transitorio. Le principali cause di scostamento dal comportamento ideale sono dovute: alla caduta diretta, quando il Transistor si trova in saturazione; ai fenomeni connessi alle commutazioni. Quando invece il Transistor è interdetto, purché la tensione applicata sia minore di quella di blocco, la corrente che lo attraversa risulta sempre del tutto trascurabile al fine della valutazione sia del comportamento globale del circuito sia delle perdite nel componente. 19/83

20 La tensione V ce che si presenta tra collettore ed emettitore quando il transistor lavora in regime di saturazione dipende da: tipo di Transistor; temperatura di giunzione; corrente I c di collettore; corrente I b di pilotaggio. Per una assegnata corrente di base, al crescere della corrente di collettore l andamento della caduta diretta presenta inizialmente una pendenza abbastanza modesta che successivamente aumenta in maniera quasi improvvisa (uscita dalla zona di saturazione). 20/83

21 Commutazione dallo stato di interdizione a quello di saturazione Applicando alla base di un transistor in interdizione un gradino di corrente v ce = E a t r i c inizialmente, nell intervallo di tempo t d (delay time), questo continua a rimanere interdetto. In seguito la corrente di collettore inizia a crescere fino a raggiungere il valore di regime t 0 t d t 0 +t on t corrispondente alla situazione di saturazione. Tale comportamento è Tempo di accensione t on = t d + t r. caratterizzato dal tempo di salita t r (tempo di salita o rise time) solitamente maggiore di t d. 21/83

22 Commutazione dallo stato di interdizione a quello di saturazione Durante t r la V ce può assumere anche valori elevati e ciò causa una consistente dissipazione di potenza sul transistor specie quando la frequenza di commutazione è elevata (decine di khz). L inserzione di un induttanza collegata in serie al collettore riduce la pendenza con la quale aumenta la corrente di collettore riducendo così le perdite dovute alla commutazione. 22/83

23 Commutazione dallo stato di saturazione a quello di interdizione Quando un transistor in saturazione viene portato in interdizione, la i c in un t f v ce = E a primo intervallo di tempo di durata t s (storage time), permane al valore i c precedente. In seguito la i c inizia a diminuire con pendenza praticamente costante. t 0 t s t 0 +t f t Questo comportamento viene caratterizzato dal tempo t f (tempo di Tempo di spegnimento t off = t s + t f discesa o fall time). Anche t s e t f dipendono dal tipo di transistor, dalla temperatura e dalle caratteristiche del circuito di pilotaggio. 23/83

24 Commutazione dallo stato di saturazione a quello di interdizione Durante la fase di diminuzione della corrente la tensione presente tra collettore ed emettitore è diversa da zero, ciò potrebbe causare elevate dissipazioni di potenza le quali possono essere ridotte con l inserimento di una capacità collegata tra il collettore e l emettitore del transistor. 24/83

25 Andamento tipico della SOAR (log-log) Nel funzionamento a regime permanente la zona di impiego di un Transistor è definita come area di sicurezza (Safe Operating ARea, SOAR). Definisce la zona dove il BJT può lavorare in maniera continuativa. In un diagramma I c -V ce tale area è limitata da quattro curve: massima corrente continuativa sopportabile (I cm ); massima tensione V ce sopportabile; massima potenza dissipabile I c =P d /V ce ; breakdown secondario. 25/83

26 La massima corrente continuativa sopportabile è un valore indipendente dalla tensione Vce. Essa è definita sulla base della massima densità di corrente continuativa sopportabile dagli elementi che compongono l assemblaggio del Transistor. La massima tensione collettore-emettitore sopportabile dipende dalle modalità di pilotaggio; nel definire la SOAR normalmente si fa riferimento alla Vceo cioè alla massima tensione sopportabile con il circuito di base aperto (corrente di base nulla). La curva di massima potenza dissipabile dipende dal dimensionamento del circuito di raffreddamento e ha un andamento lineare. Per temperature del contenitore più elevate la potenza dissipabile diminuisce in maniera lineare fino ad annullarsi in corrispondenza alla massima temperatura ammissibile per la giunzione (θ max ). Il breakdown secondario è un fenomeno di degrado termico che si verifica a causa del gradiente di tensione lungo la base, in cui alcuni punti della giunzione collettore-base raggiungono un valore termico instabile. 26/83

27 I principali dati forniti dal costruttore possono essere suddivisi in due gruppi: dati relativi al comportamento statico; dati relativi al comportamento transitorio. Comportamento statico la massima tensione applicabile tra collettore e base (V cbo ); la massima tensione inversa tra base ed emettitore (V ebo ); la tensione di saturazione base-emettitore (V be sat ); la tensione di saturazione collettore-emettitore (V ce sat ); il rapporto minimo tra le correnti di collettore e di base; l andamento della SOAR in funzionamento continuativo e impulsivo; la corrente di breakdown secondario (I s/b ). 27/83

28 Comportamento transitorio Per quanto riguarda il comportamento transitorio, vengono in genere forniti: i tempi di commutazione t d, t r, t s e t f, in corrispondenza a varie condizioni operative; il valore della capacità C bc, in corrispondenza a vari valori della tensione V ce ; la resistenza termica transitoria. Alcune volte viene anche riportato l andamento della SOAR inversa. 28/83

29 Il circuito di pilotaggio di un Transistor di potenza deve provvedere a: 1. fornire una corrente di pilotaggio sufficiente a mantenere il transistor in saturazione, quando questo deve essere chiuso; 2. assicurare una commutazione rapida del transistor. Per soddisfare 1. il dispositivo di pilotaggio deve fornire una corrente leggermente superiore a quella di saturazione del Transistor. Per soddisfare 2. si deve imporre che il tempo di salita della corrente di pilotaggio sia inferiore al tempo di ritardo del Transistor. Per ridurre l influenza della capacità C bc la corrente di pilotaggio durante la commutazione deve essere più elevata di quella a regime permanente. Per evitare riaccensioni, durante l apertura del Transistor si applica una lieve f.e.m. inversa con una bassa impedenza serie. 29/83

30 Quando si desidera che il Transistor di potenza (TP) entri in conduzione, il segnale v i di ingresso viene portato alto in modo tale da portare in conduzione i Transistor T 4, T 3 e T 1 ed in interdizione il Transistor T 2. Il ramo, composto da R 2 e C 2 serve per fornire una sovracorrente di pilotaggio durante la chiusura di TP. Se si desidera che il transistor di potenza venga spento, il segnale di ingresso viene portato basso, in modo tale da portare in conduzione il Transistor T 2 ed in interdizione i Transistor T 1,T 3 et 4. 30/83

31 In molti convertitori gli emettitori dei diversi Transistor di potenza non si trovano tutti allo stesso potenziale. E necessario disaccoppiare galvanicamente i circuiti di pilotaggio di almeno una parte dei Transistor dal circuito di controllo dell intero convertitore. Il disaccoppiamento può essere ottenuto impiegando un trasformatore o un accoppiatore ottico. Quando si impiega un trasformatore, questo può essere utilizzato per trasferire tutta la potenza necessaria per il pilotaggio del Transistor oppure solo a livello di segnale. Nel caso di accoppiatore ottico, questo può essere utilizzato solo a livello di segnale. Occorre inserire circuiti di alimentazione separati per fornire le tensioni di alimentazione dei circuiti di pilotaggio disaccoppiate tra loro. 31/83

32 Lo stadio in ingresso al driver è costituito da un diodo LED (V d = 1.5V@10mA). Il pilotaggio dell accoppiatore non può essere effettuato direttamente dal microcontrollore, che non può fornire una corrente sufficiente, ma da uno stadio amplificatore. Lo stadio finale del driver è realizzato in configurazione push-pull capace di sopportare una tensione di alimentazione V cc -V ee compresa tra 15V e 30V e una corrente massima pari a 2A. Particolare attenzione va rivolta al max dv/dt sopportabile, che nel dispositivo considerato è pari a 30kV/ s, pena la perdita dell isolamento. 32/83

33 I componenti a semiconduttore sono molto sensibili sia a sovracorrenti che a sovratensioni; è dunque necessario provvedere ad adeguati sistemi di protezione, che devono tenere conto non solo del singolo componente ma dell intero circuito di potenza. Esempio: una brusca interruzione di corrente può provocare sovratensioni a causa delle induttanze presenti nel circuito. Non è possibile effettuare a livello di componente un esame adeguato dei sistemi di protezione; pertanto la trattazione che sarà effettuata nel seguito è pertanto solo indicativa di alcuni accorgimenti locali. 33/83

34 Le principali cause di sovracorrenti in un componente sono: sovraccarichi o cortocircuiti che si verificano nel carico; mal funzionamenti o cortocircuiti all interno del convertitore stesso. Per non danneggiare il componente si ricorre a : 1. protezioni passive (fusibili o interruttori); 2. protezioni attive (intervento sul pilotaggio di componenti controllati). L efficienza della protezione dipende dal di/dt. Quando è troppo elevato l unica protezione passiva efficace è costituita dai fusibili extra rapidi. Affinché l intervento del fusibile garantisca la protezione del componente, occorre che questo abbia interrotto completamente la corrente prima che la sua area quadratica (i 2 t) abbia raggiunto il valore limite ammissibile per il componente. 34/83

35 Le principali cause di sovracorrenti in un componente sono: sovraccarichi o cortocircuiti che si verificano nel carico; mal funzionamenti o cortocircuiti all interno del convertitore stesso. Per non danneggiare il componente si ricorre a : 1. protezioni passive (fusibili o interruttori); 2. protezioni attive (intervento sul pilotaggio di componenti controllati). L efficienza della protezione dipende dal di/dt. Quando è modesto (induttanze del circuito di valore elevato) anche un interruttore extra rapido con circuito di sgancio magnetico (interruttore magneto termico a semiconduttore) è sufficiente. La caratteristica da considerare è la resistenza termica transitoria. 35/83

36 Le sovratensioni che possono verificarsi su un componente quando si trova interdetto possono essere dovute a varie cause quali: sovratensioni presenti sulla alimentazione; sovratensioni sulla linea di uscita (ad esempio dovute alla disinserzione di un carico induttivo); commutazione o rottura di un altro componente del circuito. Nei componenti controllati, si possono avere sovratensioni anche all atto dello spegnimento del componente stesso. Il sistema di protezione contro le sovratensioni dovute alla alimentazione o al carico è effettuato in maniera globale per l intero circuito di conversione, invece la protezione contro sovratensioni dovute a cause interne viene realizzata singolarmente per ogni componente. Quest ultima si basa sull inserzione di un circuito RC serie o di un soppressore di sovratensioni. 36/83

37 Circuito RC Lo stesso circuito è valido per Diodi e per Tiristori Il dimensionamento del circuito RC deve tenere conto di: ampiezza della sovratensione; durata della sovratensione; impedenza tra sorgente della sovratensione ed il componente. 37/83

38 Circuito RC Se per un intervallo di tempo di durata pari a T s, si ha una sovratensione che porta la tensione v i di ingresso da V 0 a V 0 +V s, in assenza del circuito RC tale sovratensione si ripercuoterebbe tutta ai capi del Diodo o del Tiristore. condizioni iniziali 38/83

39 Circuito RC Derivando la seconda e sostituendo in essa il valore di di/dt fornito dalla prima, si ricava: Sostituendo alla variabile i con i = Cdv c /dt si ha: i cui autovalori sono: 39/83

40 Circuito RC Scegliendo il valore di R leggermente minore del valore critico R c =2 L/C in modo che il comportamento del circuito LRC risulti di tipo oscillatorio fortemente smorzato, si ha che l andamento della tensione v c nell intervallo (0, T s ) risulta: I valori dei coefficienti A 1 e B 1 possono essere ricavati imponendo le condizioni iniziali: v c (0) = V 0, i(0) = 0; si ha dunque: A 1 = -V s e B 1 = αv s /ω 40/83

41 Circuito RC Sostituendo i valori di A 1 e B 1 l espressione: la tensione inversa applicata al Diodo assume La massima sovratensione applicata al Diodo è di poco superiore a V d1 -V 0 cioè a Tale sovratensione è alquanto minore di V s e tanto più piccola quanto minore è il rapporto T s /T. Tensione inversa del diodo durante un transitorio 41/83

42 Circuito con soppressori (Varistor) La protezione contro sovratensioni può essere effettuata anche impiegando dei Varistor collegati in parallelo al componente. Sono realizzati con semiconduttori ossido metallico. Il comportamento di un Varistor corrisponde a quello di due Diodi Zener posti in serie con polarità opposta; la tensione di soglia è più elevata di quella di un Diodo Zener (varie centinaia di V). Per proteggere il componente si deve avere V s <V RRM 42/83

43 Protezioni contro sovracorrenti Per rilevare la necessità di intervento della protezione contro le sovracorrenti si possono impiegare varie tecniche. Quella più diretta è basata sulla misura della corrente di collettore o di emettitore del Transistor. Un altra tecnica, notevolmente semplice, è di tipo indiretto e si basa sulla determinazione dell uscita dei dispositivi dalla saturazione: tale determinazione viene effettuata mediante il confronto tra la tensione V ce ed una tensione leggermente superiore a quella di saturazione. Entrambe le tecniche descritte sono in grado di assicurare una efficace protezione del transistor quando le induttanze presenti nel circuito sono tali da garantire che la corrente di collettore non possa variare in maniera troppo rapida. 43/83

44 Protezioni contro sovracorrenti 44/83

45 Protezioni contro sovracorrenti Esempio di circuito di protezione locale dalle sovracorrenti basato sulla uscita dalla saturazione 45/83

46 M2 è pilotato in saturazione, la tensione V DS carica C7 tramite R17 in modo da generare un ritardo che permette a M2 di portarsi in saturazione A) V DS <V th =1.4V Q5 e Q7 rimangono off e M2 in conduzione. B) V DS >V th =1.4V, Q5 e Q7 entrano in conduzione interdicendo M2 (protezione). Una volta interdetto la tensione V DS cresce velocemente mantenendo attiva la protezione fino al successivo comando di off di M2. C) M 2 è comandato nello stato di interdizione. In questa situazione il diodo D 5 entra in conduzione portando la tensione di base su Q 5 al valore di 0.7V (reset della protezione) 46/83

47 In generale, i semiconduttori sono molto sensibili ad una temperatura interna troppo elevata. Pertanto è necessario effettuare un calcolo abbastanza preciso delle perdite al fine di poter dimensionare il dispositivo di dissipazione atto allo smaltimento del calore in modo da garantire che la temperatura di giunzione non superi quella prevista per il componente ed evitare la rottura del componente stesso. La trattazione che verrà effettuata sui diodi è valida per tutti i semiconduttori di potenza. 47/83

48 Le perdite che si localizzano in un componente funzionante in regime di commutazione possono essere suddivise in: perdite nello stato di conduzione dovute alla caduta di tensione diretta; perdite dovute alla corrente che attraversa il componente durante la fase di interdizione; perdite dovute alle commutazioni dallo stato di interdizione a quello di conduzione e viceversa; perdite dovute al pilotaggio (per i dispositivi controllati). 48/83

49 Per i Diodi il dimensionamento termico può essere effettuato prendendo in considerazione solo le perdite dovute alla caduta di tensione durante il funzionamento in conduzione. A causa dell andamento non lineare della caratteristica diretta, la determinazione esatta di tali perdite risulta alquanto complessa. Limitandosi ad un calcolo di prima approssimazione, indicato con T il periodo di ripetizione della corrente anodica, la potenza dissipata sul Diodo risulta: con valore medio della corrente anodica e il relativo valore efficace. 49/83

50 Il dispositivo di dissipazione può essere realizzato con varie tecniche di raffreddamento: in aria libera nei convertitori di piccola potenza (qualche kw); in aria forzata per potenze maggiori, al fine di ridurre le dimensioni dei dissipatori; raffreddamento mediante liquido (acqua o olio) per applicazioni di media e elevata potenza. Uno dei principali pregi del raffreddamento a liquido consiste, oltre che nella riduzione dello spazio richiesto per il raffreddamento, nella possibilità di convogliare l aria lontano dall apparecchiatura elettronica, evitando accumuli di sporcizia all interno di quest ultima. 50/83

51 Il dispositivo di dissipazione può essere realizzato con varie tecniche di raffreddamento: in aria libera nei convertitori di piccola potenza (qualche kw); in aria forzata per potenze maggiori, al fine di ridurre le dimensioni dei dissipatori; raffreddamento mediante liquido (acqua o olio) per applicazioni di media e elevata potenza. L impiego dell acqua consente un buono scambio termico ma presenta una rigidità dielettrica insufficiente per garantire un adeguato isolamento elettrico tra i vari componenti. Per contro, l olio presenta una buona rigidità dielettrica ma consente uno scambio termico nettamente inferiore. 51/83

52 Una volta determinata la potenza dissipata nel componente e scelto il dispositivo di dissipazione, è possibile ricavare il valore della temperatura all interno del semiconduttore considerando due distinte situazioni: funzionamento a regime permanente; funzionamento transitorio, dovuto ad un sovraccarico di breve durata. 52/83

53 Funzionamento a regime permanente La determinazione della temperatura interna durante il funzionamento a regime permanente richiede la conoscenza delle potenza dissipata, della temperatura ambiente e delle seguenti tre resistenze termiche: R θjc tra la giunzione e il contenitore che dipende dal componente; R θcd tra il contenitore e il dissipatore che dipende dalle modalità di fissaggio del componente all elemento di dissipazione; R θda tra il dissipatore e l ambiente esterno dipende dal tipo di dissipatore e dalla modalità di raffreddamento (aria o liquido). 53/83

54 Funzionamento a regime permanente MOSFET con dissipatore Resistenza termica al variare della potenza dissipata. Resistenza termica al variare della velocità dell aria. 54/83

55 Funzionamento a regime permanente Note le resistenze termiche e la potenza dissipata P d, la temperatura di giunzione può essere ottenuta dalla seguente relazione: dove θ a è la temperatura ambiente e R θja = R θjc + R θcd + R θda è la resistenza termica tra giunzione e ambiente. Da questa relazione è possibile ricavare l analogia con un circuito elettrico. Nota: la R θja del componente in assenza di dissipatore è più elevata di quella che si ha con l uso del dissipatore. 55/83

56 Funzionamento in transitorio Nel caso di sovraccarichi di breve durata bisogna prendere in considerazione anche le capacità termiche dei vari elementi. Il circuito equivalente con capacità concentrate è valido solo per fenomeni di durata relativamente elevata (qualche s). Per fenomeni di durata inferiore è necessario ricorrere ad una suddivisione più fitta delle capacità ottenendo uno schema composto da 6 /7 celle RC. 56/83

57 Funzionamento in transitorio Molto spesso il costruttore fornisce una resistenza termica transitoria. dipendenza solo dal componente (1) contenitore a temperatura costante; (2) ventilazione forzata v = 3 m/s; (3) dissipazione in aria libera. 57/83

58 Funzionamento in transitorio Nota la resistenza transitoria, si può immediatamente ricavare la temperatura di giunzione dovuta ad un sovraccarico di breve durata: dove T s è la durata del sovraccarico, θ s la temperatura di giunzione alla fine del sovraccarico, θ p la temperatura a cui si trovava la giunzione prima del sovraccarico, P s la potenza dissipata durante il sovraccarico, P p la potenza dissipata prima del sovraccarico. 58/83

59 Caratteristiche statiche di un MOSFET Simbolo grafico del MOSFET Circuito semplificato di un MOSFET 59/83

60 Vantaggi Tempi di commutazione (e quindi perdite) notevolmente più piccoli; corrente di pilotaggio a regime estremamente ridotta; non presentano fenomeni di breakdown secondario; collegamento in parallelo senza particolari accorgimenti. Svantaggi Caduta di tensione diretta maggiore; per ridurre i tempi di commutazione (dipendenti dalla presenza di C GD ) è necessario che il circuito di pilotaggio presenti una piccola impedenza serie; non sopporta sovratensioni anche di breve durata; limiti sulla massima tensione sopportabile tra Gate e Source; impiegati per tensioni fino a qualche centinaio di Volt. 60/83

61 IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor ) Componenti che sfruttino i vantaggi delle tecnologie bipolare e ad effetto di campo integrando BJT e MOSFET. Tale architettura conferisce al dispositivo la caratteristica di alta impedenza di ingresso, tipica del MOSFET, e una capacità di conduzione della corrente simile a quella di un BJT. 61/83

62 Vantaggi Le principali caratteristiche che rendono vantaggioso l impiego degli IGBT sono le seguenti: pilotaggio simile a quello di un MOSFET (con assorbimento di corrente solo durante le commutazioni); tempi di commutazione molto contenuti rispetto a quelli di un BJT di uguale portata (in genere inferiori al ms); tensioni massime sopportabili molto maggiori di quelle applicabili ad un MOSFET, senza pesante degrado delle prestazioni; minori problemi, rispetto ad un BJT, per soddisfare i requisiti connessi alla SOAR inversa. 62/83

63 Comportamento ideale Gli SCR (Silicon Controlled Rectifier) o Tiristori rappresentano il componente fondamentale per i convertitori di più alta potenza e per molti dei convertitori alimentati in corrente alternata. Idealmente possono essere considerati come degli interruttori che possono condurre in un unica direzione e di cui è possibile comandare solo la chiusura. L apertura è invece determinata solo dal circuito di potenza al quale è connesso. 63/83

64 Caratteristiche statiche I h V d V ak = tensione applicata fra anodo e catodo V ak = tensione di picco diretta I a = corrente che fluisce nel componente I g = corrente applicata all elettrodo di controllo I h = corrente di tenuta (hold) 64/83

65 Caratteristica dell elettrodo di controllo L area di possibile accensione presenta punti molto prossimi alla curva di massima potenza dissipabile in regime continuativo. Risulta quindi difficile, se si desidera mantenere applicato il pilotaggio per lunghi intervalli di tempo, scegliere la caratteristica del circuito di pilotaggio in modo tale da garantire l accensione del Tiristore in qualunque condizione operativa evitando di superare la massima potenza continuativa dissipabile. In molte applicazioni è conveniente, per migliorare la commutazione, che la corrente di pilotaggio sia alquanto maggiore di quella di sicura accensione. 65/83

66 Caratteristica dell elettrodo di controllo La minima V g di sicura accensione risulta praticamente indipendente dal valore della temperatura di giunzione. La minima I g di sicura accensione presenta una cospicua dipendenza dal valore della temperatura. Il valore della max V g che garantisce la non accensione del Tiristore è molto piccolo, quindi il circuito di pilotaggio deve essere progettato con particolare cura al fine di evitare l insorgere di disturbi che potrebbero portare ad accensioni indesiderate del Tiristore. 66/83

67 Caratteristica dell elettrodo di controllo Nei circuiti in cui si è sicuri che, nell istante in cui si inizia il pilotaggio, la V ak sia positiva e che, in tutto l intervallo di tempo durante il quale si desidera che il Tiristore sia chiuso, la I a > I h, è sufficiente impiegare, per il pilotaggio, un impulso di corrente di durata pari a 6-8 s. In questo caso, quindi, la potenza di pilotaggio che occorre prendere in considerazione è quella di picco sopportabile dalla giunzione. Altrimenti si deve ricorrere ad un treno di impulsi con = /83

68 Caratteristica dell elettrodo di controllo Noto il rapporto γ, è possibile fissare i valori di e g ed R g in modo tale che la caratteristica del circuito di pilotaggio non superi la curva della massima potenza dissipabile e sia abbastanza lontana dall area di possibile accensione. Nel caso di Tiristori di grossa taglia la corrente che deve essere applicata all elettrodo di controllo può risultare elevata. Si adotta una configurazione in cui la corrente di pilotaggio del Tiristore RC 1 è fornita da un altro Tiristore, RC 2 di taglia ridotta e che richiede una piccola corrente di pilotaggio (Amplifying Gate). 68/83

69 Comportamento transitorio Durante la fase di innesco, l intensità di corrente presenta un ritardo iniziale di durata pari a t d (tempo di ritardo), simile a quello di un transistor e dipendente dalle caratteristiche dell impulso di accensione. Durante la fase di salita della corrente, la tensione anodica diminuisce lentamente. Pertanto, durante la commutazione si verifica una dissipazione di energia che risulta tanto maggiore quanto più elevato è il di/dt. 69/83

70 Comportamento transitorio Il passaggio dallo stato di conduzione a quello di interdizione (spegnimento) non può essere controllato agendo sull elettrodo di controllo ma dipende solo dal circuito anodico e richiede un tempo t s di spegnimento. I Tiristori possono essere suddivisi in due distinte famiglie: Tiristori lenti (o per commutazione da rete) che presentano un tempo di spegnimento compreso tra alcune decine di s (per i Tiristori di piccolissima potenza) a svariate centinaia di s; Tiristori veloci (o per commutazione forzata) che presentano tempi di spegnimento ridotti. Il tempo di spegnimento aumenta all aumentare della temperatura e della corrente anodica mentre diminuisce all aumentare della velocità di discesa della corrente, della tensione inversa applicata tra anodo e catodo e della polarizzazione inversa dell elettrodo di controllo. 70/83

71 Comportamento transitorio A seconda della velocità di discesa della corrente anodica e del valore della tensione inversa applicata al Tiristore si possono individuare tre diverse modalità di spegnimento: statico; quasi statico; forzato. 71/83

72 Spegnimento statico Lo spegnimento statico è lo spegnimento tipico dei circuiti in cui la corrente presenta un andamento decrescente in maniera esponenziale ed è caratterizzato da una lenta discesa della corrente al di sotto della corrente di tenuta, senza che il Tiristore risulti mai contropolarizzato. Tra i vari tipi di spegnimento, questo è quello che presenta il tempo di spegnimento più lungo. Per contro, le perdite di commutazione dovute allo spegnimento sono del tutto trascurabili. 72/83

73 Spegnimento quasi statico Lo spegnimento quasi statico è caratterizzato da una diminuzione non eccessivamente veloce della corrente anodica e/o da una controtensione modesta o comunque con un dv/dt limitato. La maggiore velocità di discesa della corrente e l eventuale applicazione di una controtensione riducono in maniera consistente la durata del tempo di spegnimento, rispetto a quella della modalità precedente. Anche in questo tipo di spegnimento, l assenza di una contropolarizzazione riduce a valori praticamente trascurabili le perdite localizzate nel semiconduttore durante lo spegnimento. 73/83

74 Spegnimento forzato Lo spegnimento forzato è caratterizzato dalla applicazione di una controtensione con un dv/dt elevato che viene normalmente ottenuta chiudendo in parallelo al Tiristore un generatore con una bassa impedenza interna. Questo tipo di spegnimento permette di minimizzare la durata del tempo di spegnimento, ma presenta l inconveniente di provocare delle perdite consistenti nel semiconduttore. t rr =t 2 +t 3 74/83

75 Comportamento statico Massimo picco ripetitivo di tensione inversa sopportabile (V RRM ); massimo picco non ripetitivo di tensione inversa (V RSM ); massimo valore di tensione diretta (V DRM ) per il quale, in assenza di pilotaggio, è garantita la non accensione del Tiristore; il valore di corrente continuativa sopportabile (I AV ); il valore efficace di corrente sopportabile in varie situazioni operative (I RMS ); il valore di picco non ripetitivo (I FSM ); la potenza dissipata in varie situazioni operative; la caduta diretta V ak in funzione della corrente anodica; la corrente inversa corrispondente alla massima tensione inversa applicabile; le caratteristiche dell elettrodo di controllo (area in cui è compresa la caratteristica, area di possibile accensione); la massima temperatura a cui il semiconduttore può lavorare; la resistenza termica tra semiconduttore e contenitore (R θjc ). 75/83

76 Comportamento transitorio i valori dei tempi relativi alla accensione; il valore del massimo di/dt sopportabile durante l accensione; il valore del massimo dv/dt, per il quale è garantita la non accensione; il valore del tempo di spegnimento (t s ), con una o più modalità di spegnimento; l andamento della capacità tra anodo e catodo, al variare della tensione applicata; il valore del tempo di recupero o quello della carica inversa; la resistenza termica transitoria tra giunzione e contenitore r θ (t); l area quadratica (i 2 t) di corrente sopportabile in caso di sovraccarico; 76/83

77 Per realizzare un interruttore bidirezionale si possono impiegare due Tiristori collegati in antiparallelo. Per bassi valori di V ed I ( V, 40-50A) i due Tiristori possono essere sostituiti da un unico componente chiamato Triac, integrato in una unica pasticca di silicio con un unico elettrodo di controllo. Un Triac viene distinto a seconda dei quadranti necessari per l accensione: a due quadranti, se l impulso di pilotaggio deve avere lo stesso segno della corrente anodica; a tre quadranti, per la conduzione sia di corrente anodica positiva sia di corrente negativa con un unica polarità del pilotaggio; a quattro quadranti, se un impulso di pilotaggio di polarità qualsiasi permette di ottenere una conduzione in entrambi i versi. 77/83

78 Comportamento statico Massimo picco ripetitivo di tensione inversa sopportabile (V RRM ); massimo picco non ripetitivo di tensione inversa (V RSM ); massimo valore di tensione diretta (V DRM ) per il quale, in assenza di pilotaggio, è garantita la non accensione del Tiristore; il valore di corrente continuativa sopportabile (I AV ); il valore efficace di corrente sopportabile in varie situazioni operative (I RMS ); il valore di picco non ripetitivo (I FSM ); la potenza dissipata in varie situazioni operative; la caduta diretta V ak in funzione della corrente anodica; la corrente inversa corrispondente alla massima tensione inversa applicabile; le caratteristiche dell elettrodo di controllo (area in cui è compresa la caratteristica, area di possibile accensione); la massima temperatura a cui il semiconduttore può lavorare; la resistenza termica tra semiconduttore e contenitore (R θjc ). 78/83

79 Comportamento transitorio i valori dei tempi relativi alla accensione; il valore del massimo di/dt sopportabile durante l accensione; il valore del massimo dv/dt, per il quale è garantita la non accensione; il valore del tempo di spegnimento (t s ), con una o più modalità di spegnimento; l andamento della capacità tra anodo e catodo, al variare della tensione applicata; il valore del tempo di recupero o quello della carica inversa; la resistenza termica transitoria tra giunzione e contenitore r θ (t); l area quadratica (i 2 t) di corrente sopportabile in caso di sovraccarico; 79/83

80 Componenti derivati dai tiristori Lo spegnimento dei Tiristori rappresenta il principale problema connesso al loro impiego. L ampia diffusione dei Tiristori ha portato a cercare di superare tale problema mediante lo sviluppo di componenti che possono essere spenti agendo opportunamente sull elettrodo di controllo. GTO (Gate Turn-Off Thyristors) hanno ottenuto un successo industriale inferiore alle attese per il contemporaneo incremento delle portate dei BJT e degli IGBT. Presentano, inoltre, elevate dissipazioni in fase di spegnimento IGCT (Insulated Gate Controlled turn-off Thyristors) editiristoricon gate isolato. Rispetto ai GTO presentano vantaggio sul pilotaggio, una caduta diretta e tempo di storage inferiori. Il loro impiego è tuttavia limitato dall aumnto del range di potenza manipolabile dagli IGBT. 80/83

81 Semiconduttori Wide Bandgap Negli ultimi due anni stanno emergendo due nuove tecnologie costruttive per i diodi, MOSFET e IGBT di potenza: Silicon Carbite (SiC) Gallium Nitrate (GaN) Entrambe permettono di ridurre le perdite di commutazione e aumentare l efficienza di conversione in maniera significativa grazie a tempi di commutazione estremamente ridotti. I dispositivi con tecnologia SiC possono lavorare con tensioni sopportabili elevate (sono in uscita dispositivi da 15 e 24 kv), hanno tempi di commutazione rapidi (dell ordine di pochi ns) e presentano recovery inverso trascurabile (per i diodi). Per contro presentano cadute dirette di circa il 10% più elevate dei dispositivi in silicio. 81/83

82 Semiconduttori Wide Bandgap Negli ultimi due anni stanno emergendo due nuove tecnologie costruttive per i diodi, MOSFET e IGBT di potenza: Silicon Carbite (SiC) Gallium Nitrate (GaN) I dispositivi con tecnologia GaN possono lavorare a frequenze di commutazione assai elevate (decine di MHz), permettendo di aumentare la densità di potenza dei convertitori e la frequenza di lavoro nei convertitori in corrente alternata. Per contro necessitano di circuiti di pilotaggio nettamente più complessi. 82/83

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