a.a. 2014/2015 Docente: Stefano Bifaretti

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1 a.a. 2014/2015 Docente: Stefano Bifaretti

2 Comportamento ideale Gli SCR (Silicon Controlled Rectifier) o Tiristori rappresentano il componente fondamentale per i convertitori di più alta potenza e per molti dei convertitori alimentati in corrente alternata. Idealmente possono essere considerati come degli interruttori che possono condurre in un unica direzione e di cui è possibile comandare solo la chiusura. L apertura è invece determinata solo dal circuito di potenza al quale è connesso. 2/37

3 Caratteristiche statiche I h V d V ak = tensione applicata fra anodo e catodo V d = tensione di picco diretta I a = corrente che fluisce nel componente I g = corrente applicata all elettrodo di controllo I h = corrente di tenuta (hold) 3/37

4 Meccanismi di innesco I c1 = h fe1 I b1 + I ceo1 dove I ceo1 = (1 + h fe1 ) I cbo1 I c2 = h fe2 I b2 + I ceo2 dove I ceo2 = (1 + h fe2 ) I cbo2 Tenendo conto che I b1 = I c2 I b2 = I c1 + I g I a = I c1 +I c2 4/37

5 Meccanismi di innesco I c1 Anello a reazione positiva con guadagno h fe1 h fe2 5/37

6 Meccanismi di innesco h fe varia con la corrente di emettitore, quindi se I g = 0 e la tensione V ak < V d, la condizione di guadagno d anello minore dell unità è verificata e pertanto la corrente anodica I a è molto piccola. I a = [(1 + h fe2 ) I ceo1 + (1 + h fe1 ) (I ceo2 + h fe2 I g )]/(1- h fe1 h fe2 ) 6/37

7 Meccanismi di innesco Se, con V ak < V d, si applica una I g >0 le correnti di emettitore, e di conseguenza anche il guadagno di anello aumentano. Se la corrente di pilotaggio raggiunge un valore tale per cui h fe1 h fe2 >1,il funzionamento del Tiristore diventa instabile ed I a dipende solo dal circuito esterno. Una volta terminato l innesco, se la corrente anodica rimane maggiore di I h, il valore del guadagno d anello si mantiene maggiore dell unità. 7/37

8 Meccanismi di innesco Il meccanismo di innesco descritto giustifica anche l innesco dovuto ad una tensione anodica maggiore della massima tensione di picco diretta V d : all aumentare della tensione aumentano le correnti di dispersione, quindi i valori dei guadagni in corrente. 8/37

9 Meccanismi di innesco L innesco può avvenire anche se, senza raggiungere il valore V d,latensione anodica sale con un dv/dt elevato. Il rapido incremento della tensione produce, a causa delle capacità presenti tra i vari strati del semiconduttore, delle correnti transitorie nei due Transistor che possono portare il prodotto h fe1 h fe2 ad un valore maggiore dell unità. 9/37

10 Caratteristica dell elettrodo di controllo L area di possibile accensione presenta punti molto prossimi alla curva di massima potenza dissipabile in regime continuativo. Risulta quindi difficile, se si desidera mantenere applicato il pilotaggio per lunghi intervalli di tempo, scegliere la caratteristica del circuito di pilotaggio in modo tale da garantire l accensione del Tiristore in qualunque condizione operativa evitando di superare la massima potenza continuativa dissipabile. In molte applicazioni è conveniente, per migliorare la commutazione, che la corrente di pilotaggio sia alquanto maggiore di quella di sicura accensione. 10/37

11 Caratteristica dell elettrodo di controllo La minima V g di sicura accensione risulta praticamente indipendente dal valore della temperatura di giunzione. La minima I g di sicura accensione presenta una cospicua dipendenza dal valore della temperatura. Il valore della max V g che garantisce la non accensione del Tiristore è molto piccolo, quindi il circuito di pilotaggio deve essere progettato con particolare cura al fine di evitare l insorgere di disturbi che potrebbero portare ad accensioni indesiderate del Tiristore. 11/37

12 Caratteristica dell elettrodo di controllo Nei circuiti in cui si è sicuri che, nell istante in cui si inizia il pilotaggio, la V ak sia positiva e che, in tutto l intervallo di tempo durante il quale si desidera che il Tiristore sia chiuso, la I a > I h, è sufficiente impiegare, per il pilotaggio, un impulso di corrente di durata pari a 6-8 s. In questo caso, quindi, la potenza di pilotaggio che occorre prendere in considerazione è quella di picco sopportabile dalla giunzione. Altrimenti si deve ricorrere ad un treno di impulsi con = /37

13 Caratteristica dell elettrodo di controllo Noto il rapporto γ, è possibile fissare i valori di e g ed R g in modo tale che la caratteristica del circuito di pilotaggio non superi la curva della massima potenza dissipabile e sia abbastanza lontana dall area di possibile accensione. Nel caso di Tiristori di grossa taglia la corrente che deve essere applicata all elettrodo di controllo può risultare elevata. Si adotta una configurazione in cui la corrente di pilotaggio del Tiristore RC 1 è fornita da un altro Tiristore, RC 2 di taglia ridotta e che richiede una piccola corrente di pilotaggio (Amplifying Gate). 13/37

14 Comportamento transitorio Durante la fase di innesco, l intensità di corrente presenta un ritardo iniziale di durata pari a t d (tempo di ritardo), simile a quello di un transistor e dipendente dalle caratteristiche dell impulso di accensione. Durante la fase di salita della corrente, la tensione anodica diminuisce lentamente. Pertanto, durante la commutazione si verifica una dissipazione di energia che risulta tanto maggiore quanto più elevato è il di/dt. 14/37

15 Comportamento transitorio Il passaggio dallo stato di conduzione a quello di interdizione (spegnimento) non può essere controllato agendo sull elettrodo di controllo ma dipende solo dal circuito anodico e richiede un tempo t s di spegnimento. I Tiristori possono essere suddivisi in due distinte famiglie: Tiristori lenti (o per commutazione da rete) che presentano un tempo di spegnimento compreso tra alcune decine di s (per i Tiristori di piccolissima potenza) a svariate centinaia di s; Tiristori veloci (o per commutazione forzata) che presentano tempi di spegnimento ridotti. Il tempo di spegnimento aumenta all aumentare della temperatura e della corrente anodica mentre diminuisce all aumentare della velocità di discesa della corrente, della tensione inversa applicata tra anodo e catodo e della polarizzazione inversa dell elettrodo di controllo. 15/37

16 Comportamento transitorio A seconda della velocità di discesa della corrente anodica e del valore della tensione inversa applicata al Tiristore si possono individuare tre diverse modalità di spegnimento: statico; quasi statico; forzato. 16/37

17 Spegnimento statico Lo spegnimento statico è lo spegnimento tipico dei circuiti in cui la corrente presenta un andamento decrescente in maniera esponenziale ed è caratterizzato da una lenta discesa della corrente al di sotto della corrente di tenuta, senza che il Tiristore risulti mai contropolarizzato. Tra i vari tipi di spegnimento, questo è quello che presenta il tempo di spegnimento più lungo. Per contro, le perdite di commutazione dovute allo spegnimento sono del tutto trascurabili. 17/37

18 Spegnimento quasi statico Lo spegnimento quasi statico è caratterizzato da una diminuzione non eccessivamente veloce della corrente anodica e/o da una controtensione modesta o comunque con un dv/dt limitato. La maggiore velocità di discesa della corrente e l eventuale applicazione di una controtensione riducono in maniera consistente la durata del tempo di spegnimento, rispetto a quella della modalità precedente. Anche in questo tipo di spegnimento, l assenza di una contropolarizzazione riduce a valori praticamente trascurabili le perdite localizzate nel semiconduttore durante lo spegnimento. 18/37

19 Spegnimento forzato Lo spegnimento forzato è caratterizzato dalla applicazione di una controtensione con un dv/dt elevato che viene normalmente ottenuta chiudendo in parallelo al Tiristore un generatore con una bassa impedenza interna. Questo tipo di spegnimento permette di minimizzare la durata del tempo di spegnimento, ma presenta l inconveniente di provocare delle perdite consistenti nel semiconduttore. t rr =t 2 +t 3 19/37

20 Comportamento statico Massimo picco ripetitivo di tensione inversa sopportabile (V RRM ); massimo picco non ripetitivo di tensione inversa (V RSM ); massimo valore di tensione diretta (V DRM ) per il quale, in assenza di pilotaggio, è garantita la non accensione del Tiristore; il valore di corrente continuativa sopportabile (I AV ); il valore efficace di corrente sopportabile in varie situazioni operative (I RMS ); il valore di picco non ripetitivo (I FSM ); la potenza dissipata in varie situazioni operative; la caduta diretta V ak in funzione della corrente anodica; la corrente inversa corrispondente alla massima tensione inversa applicabile; le caratteristiche dell elettrodo di controllo (area in cui è compresa la caratteristica, area di possibile accensione); la massima temperatura a cui il semiconduttore può lavorare; la resistenza termica tra semiconduttore e contenitore (R θjc ). 20/37

21 Comportamento transitorio i valori dei tempi relativi alla accensione; il valore del massimo di/dt sopportabile durante l accensione; il valore del massimo dv/dt, per il quale è garantita la non accensione; il valore del tempo di spegnimento (t s ), con una o più modalità di spegnimento; l andamento della capacità tra anodo e catodo, al variare della tensione applicata; il valore del tempo di recupero o quello della carica inversa; la resistenza termica transitoria tra giunzione e contenitore r θ (t); l area quadratica (i 2 t) di corrente sopportabile in caso di sovraccarico; 21/37

22 Circuito RC Lo stesso circuito è valido per Diodi e per Tiristori Il dimensionamento del circuito RC deve tenere conto di: ampiezza della sovratensione; durata della sovratensione; impedenza tra sorgente della sovratensione ed il componente. 22/37

23 Circuito RC Se per un intervallo di tempo di durata pari a T s, si ha una sovratensione che porta la tensione v i di ingresso da V 0 a V 0 +V s, in assenza del circuito RC tale sovratensione si ripercuoterebbe tutta ai capi del Diodo o del Tiristore. condizioni iniziali 23/37

24 Circuito RC Derivando la seconda e sostituendo in essa il valore di di/dt fornito dalla prima, si ricava: Sostituendo alla variabile i con i = Cdv c /dt si ha: i cui autovalori sono: 24/37

25 Circuito RC Scegliendo il valore di R leggermente minore del valore critico R c =2 L/C in modo che il comportamento del circuito LRC risulti di tipo oscillatorio fortemente smorzato, si ha che l andamento della tensione v c nell intervallo (0, T s ) risulta: I valori dei coefficienti A 1 e B 1 possono essere ricavati imponendo le condizioni iniziali: v c (0) = V 0, i(0) = 0; si ha dunque: A 1 = -V s e B 1 = αv s /ω 25/37

26 Circuito RC Sostituendo i valori di A 1 e B 1 l espressione: la tensione inversa applicata al Diodo assume La massima sovratensione applicata al Diodo è di poco superiore a V d1 -V 0 cioè a Tale sovratensione è alquanto minore di V s e tanto più piccola quanto minore è il rapporto T s /T. Tensione inversa del diodo durante un transitorio 26/37

27 Circuito con soppressori (Varistor) La protezione contro sovratensioni può essere effettuata anche impiegando dei Varistor collegati in parallelo al componente. Sono realizzati con semiconduttori ossido metallico. Il comportamento di un Varistor corrisponde a quello di due Diodi Zener posti in serie con polarità opposta; la tensione di soglia è più elevata di quella di un Diodo Zener (varie centinaia di V). Per proteggere il componente si deve avere V s <V RRM 27/37

28 Protezioni contro eccessivi di/dt edv/dt All atto dell accensione la I a applicata al Tiristore deve salire con un di/dt minore del di/dt max. sopportabile dal componente; è necessario aggiungere induttanze addizionali, tali da portare il di/dt a valori accettabili. L inserimento di una induttanza produce una dissipazione di energia all atto della apertura del Tiristore stesso e richiede un accurato esame delle sovratensioni che possono verificarsi in questa situazione operativa. Per limitare la quantità di energia magnetica immagazzinata dall induttanza, si fa ricorso ad induttanze saturabili, che limitano il valore del di/dt solo per un breve intervallo di tempo. Il circuito RC impiegato per proteggere il Tiristore da sovratensioni è sufficiente anche per limitare il dv/dt. 28/37

29 Componenti derivati dai tiristori Lo spegnimento dei Tiristori rappresenta il principale problema connesso al loro impiego. L ampia diffusione dei Tiristori ha portato a cercare di superare tale problema mediante lo sviluppo di componenti che possono essere spenti agendo opportunamente sull elettrodo di controllo. GTO (Gate Turn-Off Thyristors) hanno ottenuto un successo industriale inferiore alle attese per il contemporaneo incremento delle portate dei BJT e degli IGBT. Presentano, inoltre, elevate dissipazioni in fase di spegnimento IGCT (Insulated Gate Controlled turn-off Thyristors) editiristoricon gate isolato. Rispetto ai GTO presentano vantaggio sul pilotaggio, una caduta diretta e tempo di storage inferiori. Il loro impiego è tuttavia limitato dall aumnto del range di potenza manipolabile dagli IGBT. 29/37

30 Il circuito di pilotaggio di un Transistor di potenza deve provvedere a: 1. fornire una corrente di pilotaggio sufficiente a mantenere il transistor in saturazione, quando questo deve essere chiuso; 2. assicurare una buona commutazione del transistor. Per soddisfare 1. il dispositivo di pilotaggio deve fornire una corrente leggermente superiore a quella di saturazione del Transistor. Per soddisfare 2. si deve imporre che il tempo di salita della corrente di pilotaggio sia inferiore al tempo di ritardo del Transistor. Per ridurre l influenza della capacità C bc la corrente di pilotaggio durante la commutazione deve essere più elevata di quella a regime permanente. Per una buona apertura del Transistor si applica una lieve f.e.m. inversa con una bassa impedenza serie. 30/37

31 Quando si desidera che il Transistor di potenza (TP) entri in conduzione, il segnale v i di ingresso viene portato alto in modo tale da portare in conduzione i Transistor T 4, T 3 e T 1 ed in interdizione il Transistor T 2. Il ramo, composto da R 2 e C 2 serve per fornire una sovracorrente di pilotaggio durante la chiusura di TP. Se si desidera che il transistor di potenza venga spento, il segnale di ingresso viene portato basso, in modo tale da portare in conduzione il Transistor T 2 ed in interdizione i Transistor T 1,T 3 et 4. 31/37

32 In molti convertitori gli emettitori dei diversi Transistor di potenza non si trovano tutti allo stesso potenziale. E necessario disaccoppiare galvanicamente i circuiti di pilotaggio di almeno una parte dei Transistor dal circuito di controllo dell intero convertitore. Il disaccoppiamento può essere ottenuto impiegando un trasformatore o un accoppiatore ottico. Quando si impiega un trasformatore, questo può essere utilizzato per trasferire tutta la potenza necessaria per il pilotaggio del Transistor oppure solo a livello di segnale. Quando, invece, si impiega un accoppiatore ottico, questo può, ovviamente, essere utilizzato solo a livello di segnale. Occorre inserire un circuito di alimentazione per fornire le tensioni di alimentazione dei circuiti di pilotaggio disaccoppiate tra loro. 32/37

33 Lo stadio in ingresso al driver è costituito da un diodo LED (V d = 1.5V@10mA). Il pilotaggio dell accoppiatore non può essere effettuato direttamente dal microcontrollore, che non può fornire una corrente sufficiente, ma da uno stadio amplificatore. Lo stadio finale del driver è realizzato in configurazione push-pull capace di sopportare una tensione di alimentazione V cc -V ee compresa tra 15V e 30V e una corrente massima pari a 2A. Particolare attenzione va rivolta al max dv/dt sopportabile, che nel dispositivo considerato è pari a 30kV/ s, pena la perdita dell isolamento. 33/37

34 Protezioni contro sovracorrenti Per rilevare la necessità di intervento della protezione contro le sovracorrenti si possono impiegare varie tecniche. Quella più diretta è basata sulla misura della corrente di collettore o di emettitore del Transistor. Un altra tecnica, notevolmente semplice, è di tipo indiretto e si basa sulla determinazione dell uscita dei dispositivi dalla saturazione: tale determinazione viene effettuata mediante il confronto tra la tensione V ce ed una tensione leggermente superiore a quella di saturazione. Entrambe le tecniche descritte sono in grado di assicurare una efficace protezione del transistor quando le induttanze presenti nel circuito sono tali da garantire che la corrente di collettore non possa variare in maniera troppo rapida. 34/37

35 Protezioni contro sovracorrenti 35/37

36 Protezioni contro sovracorrenti Esempio di circuito di protezione locale dalle sovracorrenti basato sulla uscita dalla saturazione 36/37

37 M2 è pilotato in saturazione, la tensione V DS carica C7 tramite R17 in modo da generare un ritardo che permette a M2 di portarsi in saturazione A) V DS <V th =1.4V Q5 e Q7 rimangono off e M2 in conduzione. B) V DS >V th =1.4V, Q5 e Q7 entrano in conduzione interdicendo M2 (protezione). Una volta interdetto la tensione V DS cresce velocemente mantenendo attiva la protezione fino al successivo comando di off di M2. C) M 2 è comandato nello stato di interdizione. In questa situazione il diodo D 5 entra in conduzione portando la tensione di base su Q 5 al valore di 0.7V (reset della protezione) 37/37