Realizzazione sistema chopper

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1 Capitolo 1 Realizzazione sistema chopper In questo capitolo viene discussa la progettazione di un sistema chopper stand-alone per le frequenze da 0.1 a 5.0 Hz. Tale realizzazione si è resa necessaria avendo a disposizione solamente un sistema chopper a disco rotante che per frequenze inferiori ai 5Hz presentava una elevata instabilità. Tale problema era stato raggirato modulando il fascio ottico con frequenza pari a 10 Hz con conseguente sottodimensionamento dei valori di fotocorrente prodotti e quindi di IPCE. La progettazione della scheda di controllo e di alimentazione è stata curata nei minimi dettagli al fine di garantire stabilità nel tempo ed accuratezza nella frequenza di uscita. Verranno analizzate due soluzioni progettuali di cui solo una, quella che impiega un microcontrollore, si è rilevata la più idonea per il rispetto delle specifiche. Un generico chopper per frequenze comprese tra 10 Hz e 2 khz è costituito da un disco forato che ruota a velocità costante per mezzo di un motore in corrente continua (fig. 1.1). Quest ultimo viene pilotato da un segnale elettrico con modulazione a larghezza di impulso (Pulse Width Modulation). Un accoppiatore led - fotorilevatore, in prossimità dei fori del disco, permette il monitoraggio della frequenza di chopping. Per frequenze di modulazione inferiori ai 10 Hz la tecnica a disco rotante non è più applicabile per due motivi: 1. Segnale elettrico PWM con duty cicle molto ridotto che comporta instabilità del motore elettrico. 2. La modulazione del fascio luminoso non è più ad onda quadra a causa della ridotta velocità del disco. 1

2 CAPITOLO 1. REALIZZAZIONE SISTEMA CHOPPER 2 In questi casi è utilizzata la modalità shutter, ovvero il fascio luminoso viene interrotto repentinamente da un sistema elettro-meccanico come un pistone. Nel nostro caso lo shutter è stato ricavato dal sistema di lettura dati di un hard disk con tecnologia voice-coil (figura 1.2). Figura 1.2: Sistema voice coil di un hard disk Figura 1.1: Chopper ottico Oriel range 10Hz - 2 khz Il sistema è costituito da un solenoide fissato ad una estremità del braccio che si muove all interno di un campo magnetico prodotto da blocchetti di Neodimio. Sull estremità contenente la testina è stata montata una patch metallica che servirà ad oscurare il fascio luminoso. Lo spostamento del braccio si ottiene facendo scorrere la corrente nel solenoide alternativamente nei due versi. Ciò è reso possibile, in presenza di una alimentazione singola, dall utilizzo di un ponte H (figura 1.3) ovvero un circuito costituito da quattro interruttori (bjt, mosfet, relé,...) ampiamente utilizzato nel pilotaggio di motori in DC. Gli interruttori superiori sono detti di source mentre quelli inferiori, che assorbono la corrente proveniente dal carico induttivo, sono detti di sink. Ogni interruttore è provvisto di un diodo Schottky di ricircolo che garantisce, nelle fasi di commutazione, la salvaguardia degli stessi dalle extratensioni prodotte dal carico induttivo.

3 CAPITOLO 1. REALIZZAZIONE SISTEMA CHOPPER 3 Figura 1.4: Schema a blocchi chopper da 0.1 a 5.0 Hz Nel nostro caso è stato utilizzato l integrato SN della Texas Instruments composto da quattro half-bridges con diodi di ricircolo incorporati. Il vantaggio maggiore è dato dalla possibilità di pilotare i gate dei mosfet con segnali TTL permettendo un interfacciamento diretto con circuiti digitali. Lo schema a blocchi è quello riportato in figura 1.4; la sezione di oscillatore dovrà rispettare le seguenti specifiche progettuali: ˆ ˆ f out = [0.1, 5.0] Hz a step di 0.1 Hz Due uscite in opposizione di fase ˆ Duty cycle pari al 50% ˆ Tolleranza rispetto al valore richiesto pari allo 0.2% ˆ Stabilità al variare della temperatura di Hz C 1.1 Oscillatore con NE555 Di seguito viene riportata la prima soluzione pensata per la progettazione del sistema di chopping, riportandone gli svantaggi che hanno fatto abbandonare tale scelta. E stato studiato il classico integrato NE555, un timer che, posto in configurazione astabile, fornisce impulsi con Duty Cicle e frequenza di uscita tunabili. E composto principalmente da un flip-flop di tipo RS, due amplificatori operazionali e tre resistori da 5 kohm (da cui la sigla 555). In figura 1.5 viene riportato l integrato NE555 in configurazione astabile.

4 CAPITOLO 1. REALIZZAZIONE SISTEMA CHOPPER 4 Figura 1.5: NE555 in configurazione astabile L ingresso invertente di OP2 è fisso a mentre quello non inver- 2V cc 3 tente di OP1 è fisso a V cc, inoltre, 3 a seconda dell uscita Q il transistor ad essa collegata condurrà o meno. Non essendoci controreazioni su entrambi gli op-amp, è sufficiente che al loro ingresso siano presenti tensioni differenti per pochi mv per fare in modo che la loro uscita commuti da 0 a Vcc e viceversa. Si deduce che la tensione sul condensatore C varierà tra V cc 2V cc e. Ricaviamo 3 3 l espressione della frequenza di uscita studiando il circuito nei seguenti casi: A B Verso rotazione 0 0 fermo 0 1 avanti 1 0 indietro 1 1 fermo ˆ Caso Q = 1 (t = 0s) Poniamo V C (0 ) = V cc 3, ottenedo il circuito, nel dominio di Laplace, di figura 1.6. Figura 1.3: ricircolo Ponte H con diodi di

5 CAPITOLO 1. REALIZZAZIONE SISTEMA CHOPPER 5 Figura 1.6: NE555 caso Q = 1 Otteniamo I c (s) = V c (s) = V cc s V cc s V cc 3s R a+r b + 1 sc da cui I c (s)(r a + R b ) = V cc 2 V cc 3 s 1 s+ C(Ra+R b ) Antitrasformando otteniamo: V c (t) = V cc 2 t V cc e( 3 (Ra+R b )C ) 2V cc uguagliando V c (t) al suo valore finale ( ) si ricava la durata (t 3 h) in cui l uscita Q rimane alta: t h =... = 0.693(R a + R b )C ˆ Caso Q = 0 (t = t h ) Ragioniamo come in precedenza ponendo, per comodità, t=0s. Il circuito diventa, trascurando la resistenza tra collettore ed emettitore del BJT, quello di figura 1.7con V C (0 ) = Otteniamo I c (s) = 2V cc 3s R b + 1 sc 2V cc 3. da cui V c (s) = 2 3 V cc s+ 1 R b C Antitrasformando otteniamo: V c (t) = 2 t V cc e RbC 3

6 CAPITOLO 1. REALIZZAZIONE SISTEMA CHOPPER 6 Figura 1.7: NE555 caso Q = 0 uguagliando V c (t) al suo valore finale ( V cc 3 ) si ricavare la durata (t l) in cui l uscita Q rimane bassa: t l =... = 0.693R b C Siamo in grado di ricavare l espressione della frequenza ponendo: f = 1 t h +t l = 1.44 (R a+2r b )C Occorre rispettare le seguenti condizioni: - DC pari al 50% (t l = t h ) R b R a - R a 0 R b 0.72 fc - R a, R b 10MΩ C 4µF Queste condizioni non permettono la copertura del range [0.1, 5.0]Hz se non con duty cycle inferiori al 40%, condizione per noi inaccettabile. Un miglioramento si sarebbe avuto con l impiego di divisori di frequenza che darebbero il duplice vantaggio di far lavorare l NE555 a frequenze maggiori e di ridurre passo passo l errore assoluto (f nominale f reale ).

7 CAPITOLO 1. REALIZZAZIONE SISTEMA CHOPPER Oscillatore con microcontrollore Il modo migliore di creare un sistema stand-alone e facilmente riconfigurabile è quello di utilizzare un microcontrollore, ovvero un circuito integrato con microprocessore in grado di gestire autonomamente differenti funzioni. Il microcontrollore utilizzato è un 16F628A prodotto dalla Microchip [1], un modello low cost ad 8 bit basato su memoria flash in tecnologia CMOS. Figura 1.8: PIC 16F628A Il pic 16F628A possiede una architettura hardware di tipo Haward, ovvero istruzioni e dati memorizzate in locazioni separate usando due distinti bus, a differenza della meno efficiente architettura Von Neumann in cui il bus è unico. L architettura software è di tipo RISC (Reduced Instruction Set Computer) in cui il numero di istruzioni è ridotto e tutte hanno stessa lunghezza inoltre la quasi totalità viene eseguita in un unico colpo di clock permettendo una migliore gestione delle tempistiche. La memoria di programma (figura 1.10) è di tipo EEPROM da 4 KByte, ovvero 4096 celle che vanno dall indirizzo 0000h a 07FFh 1. La memoria dati, partizionata in quattro banchi, è di tipo RAM e contiene sia i registri dedicati che di uso speciale Realizzazione software Il programma di gestione del microcontrollore è stato scritto in linguaggio Assembly in modo da poter gestire al meglio le tempistiche e le priorità dei vari processi in gioco 2. I compiti che il microcontrollore deve assolvere sono: ˆ ottenere la frequenza desiderata dalla scalatura dei khz di un quarzo posto sui pin RB 6,7 ˆ generare due onde quadre in opposizione di fase (pin RB0,1) 1 Il programma che è stato implementato arriva alla cella 0130h. 2 Il codice completo è riportato nella appendice 1.25

8 CAPITOLO 1. REALIZZAZIONE SISTEMA CHOPPER 8 Figura 1.9: Schema a blocchi 16F628A

9 CAPITOLO 1. REALIZZAZIONE SISTEMA CHOPPER 9 Figura 1.10: Memoria di programma e memoria dati

10 CAPITOLO 1. REALIZZAZIONE SISTEMA CHOPPER 10 ˆ ˆ frequenza tunabile con step di 0.1Hz tramite pulsanti UP e DOWN (pin RA 6 e RB 3) visualizzazione della frequenza impostata su due display a sette segmenti multiplexati (pin RA 0,1,2,3,4 e RB 2,5) In figura 1.11 è riportato lo schema a blocchi del programma dove i sei sottoprogrammi (subroutines) saranno spiegati passo passo. In figura 1.12 è graficato il circuito finale con il microcontrollore interfacciato alle varie periferiche: pulsanti, display, led, quarzo e ponte H Dichiarazioni registri e variabili Nella parte iniziale del programma vengono dichiarati, tramite la direttiva equ, i registri speciali con nome a piacimento e con indirizzo di memoria pari a quello riportato sul datasheet. Con la stessa direttiva sono dichiarate, nelle locazioni di memoria non occupate dai registri speciali, delle variabili generiche. STAT EQU 03H ; Registro di stato PORTA EQU 05H ; Porta A PORTB EQU 06H ; Porta B INTCON EQU 0BH ; Registro abilitazione interrupt OPTIO EQU 81H ; Registro OPTION CMCON EQU 1FH ; Reg comparatori PCON EQU 8EH ; Registro Power Control... INDS EQU 31H ; Numero su display sinistro INDD EQU 32H ; Numero su display destro KL EQU 33H ; Parte bassa della costante K KH EQU 35H ; Parte alta della costante K Creazione onde quadre I pin RB0 e RB1 forniscono le onde quadre in opposizione di fase che pilotano il ponte H. L opposizione di fase si ottiene inizializzando ad esempio a zero RB0 e ad uno RB1, una volta trascorso un semiperiodo viene effettuata l operazione di XOR tra la porta B e il valore in modo da invertire i valori impostati e lasciando invariati quelli delle altre porte. In gergo viene detto che i pin sono stati togglati. La tempistica è gestita dal modulo TMR1 (figura 1.13), ovvero un timer - contatore a 16 bit che consiste in due registri da 8 bit (TMR1L e TMR1H);

11 CAPITOLO 1. REALIZZAZIONE SISTEMA CHOPPER 11 Figura 1.11: Diagramma di flusso del programma di gestione

12 CAPITOLO 1. REALIZZAZIONE SISTEMA CHOPPER 12 Figura 1.12: Circuito oscillatore variabile con microcontrollore

13 CAPITOLO 1. REALIZZAZIONE SISTEMA CHOPPER 13 Figura 1.13: Modulo TMR1 questi ultimi vengono incrementati a velocità pari o al clock interno o ad uno esterno. La velocità di incremento può essere variata per mezzo di un prescaler che può dividere tale frequenza fino a otto volte. Il modulo Timer1 viene fatto lavorare sotto interrupt ovvero, al verificarsi dell overflow del registro TMR1, viene abbandonata l esecuzione del programma principale per passare alla routine di interrupt. In questo sottoprogramma vengono salvati i registri principali in altri di appoggio in modo da poterli ripristinare una volta conclusa la routine stessa. A questo punto si toggla RB0 con RB1 e viene ricaricato il valore di partenza sul registro TMR1. INTERR movwf WTEMP ;Salvo i registri STAT e W swapf STAT,W movwf STATEM endin btfss PIR1,0 ; Interrupt da overflow TMR1? se si skip goto endin ; movlw b ; Carica W xorwf PORTB,1 ; PORTB=XOR(PORTB,W) call TM1 ; chiamo routine che ricarica TMR1 bcf PIR1,0 ; Clear flag TMR1IF swapf STATEM,w movwf STAT swapf WTEMP,f swapf WTEMP,w retfie Calcolo valore del registro TMR1

14 CAPITOLO 1. REALIZZAZIONE SISTEMA CHOPPER 14 Caratteristiche quarzo utilizzato: E stato utilizzato un quarzo low-cost con caratteristiche riportate in tabella 1.1;la frequenza in ingresso al modulo TMR1 è pari a: f quarzo = f nominale (1 ± ± T ) = f nominale ± 2Hz Dove è stata assunta una variazione massima di temperatura pari a T max = 30 C. Il compito del modulo TMR1 è di scalare tale frequenza entro il range [ ] Hz, il vantaggio che ne consegue è una scalatura dell errore assoluto: f out = fquarzo S = f nominale S ± 2Hz S con S=coefficiente di scalatura nel caso la frequenza desiderata fosse di 1.0Hz allora S = 2 15 che comporta un errore assoluto di: E ass 1.0Hz = 2Hz 2 15 = 2 14 ovvero un errore assolutamente trascurabile in riferimento alle specifiche richieste (vedi inizio capitolo 1). Modulo TMR1: La frequenza con cui si verifica l overflow del registro TMR1, che corrisponde a quella con cui eseguiamo il toggle di RB0 con RB1, è data da: f toggle = f 1 P RE (T MR1 max T MR1) (1.1) TIPOLOGIA Quarzo low-cost f nominale Hz Tolleranza C Deriva termica ±1 ppm C Range lavoro T [ ] C Tabella 1.1: Quarzo utilizzato ˆ f 1 = { fclock nel caso si usi il clock interno 4 nel caso si usi un clock esterno nei pin RB6 e RB7 f ext

15 CAPITOLO 1. REALIZZAZIONE SISTEMA CHOPPER 15 Figura 1.14: Valori di TMR1 in funzione di f chopper ˆ P RE = 1, 2, 4, 8 valore del prescaler ˆ T MR1 max = 2 16 = ˆ ˆ 0 T MR1 T MR1 max f chopper = f toggle 2 con f chopper = [0.1 : 0.1 : 5.0]Hz Il valore del prescaler deve essere scelto in modo da ottenere tutti i cinquanta valori di TMR1, corrispondenti ai cinquanta valori di f chopper, compresi nel range suddetto e il più spaziati possibili 3. In figura 1.14 sono riportati i valori di TMR1 al variare di f chopper utilizzando un quarzo esterno da khz 4. E evidente che il valore del prescaler ottimale è pari a quattro. Al fine di caricare un diverso valore sul registro TMR1 in corrispondenza della pressione di un tasto, si possono adottare due tecniche: ˆ creazione di una tabella in cui memorizzare 100 valori a 8 bit per TMR1L e TMR1H; 3 Ciò perché i valori di TMR1 ricavati sono arrotondati all intero più vicino. 4 Grafico ottenuto da uno script Matlab appositamente creato per ricavare i parametri del modulo TMR1, si faccia riferimento all appendice??

16 CAPITOLO 1. REALIZZAZIONE SISTEMA CHOPPER 16 ˆ ricalcolare, tramite l inversione della formula 1.1, il valore di TMR1. La prima tecnica presenta lo svantaggio di dover riportare nel codice assembler cento valori da richiamare per mezzo delle istruzioni addwf e retlw 5 : TM1low addwf PCL,1 retlw valore per 0.1 Hz retlw valore per 0.2 Hz retlw valore per 5.0 Hz TM1high addwf PCL,1 retlw valore per 0.1 Hz retlw valore per 0.2 Hz retlw valore per 5.0 Hz Inoltre, nel caso si volesse modificare il range di frequenze, occorrerebbe riformattare completamente il suddetto codice. E stata quindi adottata la seconda soluzione in cui ad ogni pressione di uno dei tasti si ricalcola il valore di TMR1. Non essendo presenti in assembler istruzioni per le moltiplicazioni e divisioni sono state in parte appositamente create e riportate in appendice??. Visualizzazione del valore della frequenza Il valore della frequenza viene visualizzato su una coppia di display a sette segmenti a catodo comune; al fine di minimizzare il numero di uscite occupate i due display presentano le linee dei segmenti condivise mentre in prossimità dei due catodi sono posti due transistor npn pilotati da altrettante uscite (figura 1.12). Sfruttando il fatto che le immagini visive hanno un tempo di permanenza sulla retina tra i 10 e i 20 ms, i display vengono alternativamente attivati per 10 ms. Una volta associati le uscite del PIC alle linee dei segmenti, sono state create delle costanti chiamate zero, uno,..., nove che decodificano il numero da visualizzare sul display: ; Def costanti display catodo comune ZERO EQU 0CFH ; Codifica numero 0: UNO EQU 088H ; Codifica numero 1: Si faccia riferimento all appendice??.

17 CAPITOLO 1. REALIZZAZIONE SISTEMA CHOPPER 17 DUE EQU 0D6H ; Codifica numero 2: TRE EQU 0DCH ; Codifica numero 3: QUATTR EQU 099H ; Codifica numero 4: NC CINQUE EQU 05DH ; Codifica numero 5: SEI EQU 05FH ; Codifica numero 6: SETTE EQU 0C8H ; Codifica numero 7: OTTO EQU 0DFH ; Codifica numero 8: NOVE EQU 0DDH ; Codifica numero 9: ; La successione delle subroutine sarà la seguente: call VISSX ; Subroutine visualizza numero sinistro call DELA10 ; Subroutine ritardo 10mS call VISDX ; Subroutine visualizza numero destro call DELA10 ; Subroutine ritardo 10mS Nelle subroutine VISSX e VISDX viene caricato il valore da visualizzare nel registro di appoggio W e viene ricavata la decodifica per il display con la seguente routine: DISP addwf PCL,1 ; Sommo W al program counter retlw ZERO ; Visualizza 0 retlw UNO ; Visualizza 1 retlw DUE ; Visualizza 2 retlw TRE ; Visualizza 3 retlw QUATTR ; Visualizza 4 retlw CINQUE ; Visualizza 5 retlw SEI ; Visualizza 6 retlw SETTE ; Visualizza 7 retlw OTTO ; Visualizza 8 retlw NOVE ; Visualizza 9 Ritardo di 10 ms Per la gestione dei display e, come vedremo successivamente, per la gestione dei pulsanti con tecnica antirimbalzo, è richiesto un ritardo di 10 ms. E stato utilizzato il modulo TMR0 ovvero un timer/contatore che consiste in un registro ad 8 bit che si auto-incrementa con la frequenza del clock interno 6 opportunamente scalata (vedi figura 1.15). 6 A differenza del TMR1 che prevede la possibilità di gestire un clock esterno ad esso riservato.

18 CAPITOLO 1. REALIZZAZIONE SISTEMA CHOPPER 18 Il tempo necessario per andare in overflow è pari a: T = dove: ˆ P RE (T MR0max T MR0) f cycle f cycle = f clock 4 nel nostro caso il clock è interno e a 4 MHz ˆ T MR0 max = 2 8 = 256 Valore bit Valore prescaler 000 1: : : : : : : :256 Figura 1.15: Valore del prescaler in funzione della combinazione dei bit 0,1,2 dell option register. Quindi per ottenere T = 10ms è stato posto P RE = 256 e, di conseguenza, T MR0 = 255. Se non si fosse utilizzato tale modulo il ritardo si sarrebbe dovuto incrementare manualmente un registro a 8 bit monitorandone l eventuale overflow. Il modulo TMR0 invece permette di automatizzare l incremento del registro e la segnalazione dell overflow per mezzo di un bit flag del registro INTCON. Gestione pulsanti Nei circuiti digitali la gestione dei pulsanti è problematica a causa di due fenomeni: ˆ impulso di rumore di pochi microsecondi ; ˆ rimbalzo dei contatti (figura 1.16 ). Entrambi causano una falsa lettura dell ingresso che può essere evitata inserendo nel codice una routine di ritardo di circa 20 ms prima che venga accertato lo stato delle porte di ingresso; nel nostro caso si utilizzano i 10 ms di ritardo creati precedentemente per attivare uno dei display, ovvero viene attivato il display sinistro e durante i 10 ms si controlla lo stato dei tasti in seguito viene eseguita la stessa procedura con il display destro (figura 1.11). Quindi i due processi di visualizzazione e antirimbalzo sono stati accumunati poiché entrambi devono rimanere attivi fino allo spegnimento dello strumento.

19 CAPITOLO 1. REALIZZAZIONE SISTEMA CHOPPER 19 Per evitare di eseguire più step nel caso in cui il pulsante venga premuto più di 20 ms, occorre utilizzare un bit di un registro come memoria della già effettuata operazione di incremento o decremento della frequenza. Il bit in esame verrà resettato solo al rilascio del pulsante. Quanto detto si inplementa con il seguente codice: Figura 1.16: Tensione in ingresso a pulsante premuto btfss REGUP,0 ; Testo UP per pressione goto GOUP ; Vai alla routine GOUP btfsc REGUP,1 ; Testo UP per rilascio bcf REGUP,2 ; Resetta memoria incremento effettuato btfss REGDN,0 ; Testo UP per pressione goto GODN ; Vai alla routine GODN btfsc REGDN,1 ; Testo UP per rilascio bcf REGDN,2 ; Resetta memoria decremento effettuato goto MAIN ; Indicando con Id il valore visualizzato sul display destro e con Is quello sul sinistro, la routine GOUP incrementa la frequenza di 0.1 Hz e riparte dal valore iniziale (0.1 Hz) quando si oltrepassa il valore massimo (5.0 Hz), mentre la routine GODN decrementa la frequenza dello stesso step e ritorna a 5.0 Hz nel caso si superi il valore minimo (0.1 Hz) (figura ) Realizzazione hardware Shutter Come già riportato ad inizio capitolo lo shutter è stato ricavato dal sistema di lettura voice coil di un normale hard disk modificato in modo da poter oscurare spot luminosi da 2 cm di diametro (figura 1.18). In figura 1.19 è invece riportato un sistema più complesso che ha lo scopo di deflettere uno specchio piano. Anche in questo caso un solenoide è fissato all asse di rotazione ed è sospeso tra due polarità opposte di magneti al neodimio. Tale sistema permette di poter effettuare misure su due dispositivi (ad esempio due celle) contemporaneamente. Lo specchio provvede

20 CAPITOLO 1. REALIZZAZIONE SISTEMA CHOPPER 20 Figura 1.17: Routine GOUP e GODN a deflettere il fascio luminoso una volta su un dispositivo e una volta sull altro. Nel caso dell apparato di misura dell IPCE, ponendo tale sistema nella parte terminale del set-up, è possibile misurare contemporaneamente la risposta della cella e quella del fotodiodo (da quest ultima si ricava la potenza incidente)(figura 1.20). Da notare che lo specchio assolve a tutti gli effetti il compito dello shutter illuminando per mezzo periodo un dispositivo e l altro. L angolo spazzato dallo specchio è tunabile in modo grossolano con l avanzamento delle due barrette ai lati che limitano la corsa dell induttore. Entrambi i sistemi sono pilotabili dall uscita del ponte H e la rapidità della deflessione può essere regolata per mezzo dei quattro microswitch di uscita Scheda controllo La scheda di controllo (figura 1.12) è stata realizzata su una classica basetta millefori, i componenti di interfaccia (display, tasti e microswitch) sono stati posti sulla faccia opposta a quella in cui risiedono microcontrollore e ponte H (figure 1.21 e 1.22 ). 7 Ogni microswitch pone in parallelo alla resistenza di uscita del ponte H una di valore tale da raddoppiare via via la corrente; essendo Rout=680 Ohm sono stati poste resistenze da 680, 330, 220 e 330 Ohm.

21 CAPITOLO 1. REALIZZAZIONE SISTEMA CHOPPER 21 Figura 1.18: Shutter da sistema voice coil Alimentatore Sezione 14/16 volt Come riportato in figura 1.12, il ponte H presenta due distinte alimentazioni: una a 5 volt per gestire l interfacciamento con segnali TTL ed una compresa tra 5 e 36 volt per pilotare il carico induttivo. In figura 1.23 è riportato lo schema circuitale implementato; la tensione della rete viene portata a 16 V per mezzo di un classico trasformatore con rapporto 1:14, in cascata è presente un ponte di Graetz seguito da un condensatore elettrolitico di livellamento. Dimensionamento componenti Impostiamo le equazioni circuitali in modo da poter dimensionare i componenti utilizzati[3, capitolo 4]: V rete = 311V sin (2 π 50 t) V trasf = V m sin (2 π 50 t) dove V m = 16V V ponte V m sin (2 π 50 t)

22 CAPITOLO 1. REALIZZAZIONE SISTEMA CHOPPER 22 Figura 1.19: Sistema deflessione specchio

23 CAPITOLO 1. REALIZZAZIONE SISTEMA CHOPPER 23 Figura 1.20: Apparato di misura IPCE che fa uso del sistema di deflessione specchio. Figura 1.21: Scheda di controllo fronte.

24 CAPITOLO 1. REALIZZAZIONE SISTEMA CHOPPER 24 Figura 1.22: Scheda di controllo retro. Figura 1.23: Schema alimentatore +5 V, +16V

25 CAPITOLO 1. REALIZZAZIONE SISTEMA CHOPPER 25 La tensione inversa di picco a cui è sottoposto ogni diodo è pari a: V reverse = V m = 16V Inserendo il condensatore di livellamento ed approssimando in modo lineare gli andamenti di carica e scarica 8 possiamo porre: V C = V m V ripple dove V 2 ripple = I LOAD T scarica C Più la capacità è alta, tanto più T scarica tende al semiperiodo (vedi figura 1.24), ovvero: T scarica 1 2 f AC = 10ms La tensione sul condensatore è utilizzata per alimentare il carico induttivo del ponte H e quindi non necessita di una eccessiva stabilizzazione, un rapporto V plausibile è: C V ripple = 10. Sapendo che I LOAD 300mA il condensatore deve presentare una capacità di almeno 2.2mF. La conduzione dei diodi si ha quando V c < V ponte ottenendo: I ponte = V C R LOAD + C dv C dt = Vm R LOAD sin (w rete t) + w rete C V m cos (w rete t) Semplificando l espressione abbiamo: I ponte = I M sin (w rete t + ϕ) dove I M = V m 1 R 2 LOAD + w 2 C 2 e ϕ = arctan (w rete C R LOAD ) 8 Approssimazione plausibile essendo i tempi di commutazione dell ordine di 1 2f rete = 10ms e le costanti di tempo dell ordine del secondo.

26 CAPITOLO 1. REALIZZAZIONE SISTEMA CHOPPER 26 Figura 1.24: Tensione sul condensatore di livellamento e a valle del ponte a diodi. Il massimo intervallo di conduzione si ha all accensione dell alimentatore per poi calare esponenzialmente fino a stabilizzarsi; in figura 1.25 è riportato l andamento della corrente dal momento dell accensione per valori di C pari a 22, 220 e 2200uF. Nel caso di 2200uF il valore di picco è di 5.7 A e la durata della prima semionda è di 7ms. La scelta è ricaduta su un condensatore con tensione massima supportata di 35V ed un ponte a diodi integrato modello W08M con caratteristiche riportate nella tabella 1.2. Sezione 5 volt L alimentazione da 5 volts per la parte digitale (PIC e sezione ingresso ponte H) deve essere stabilizzata poichè, dovendo il sistema chopper lavorare in modo continuo per diverse ore, non si deve incorrere in errori di lettura o in reset Max Tensione Inversa 560V Max Corrente Erogata 1.5A Max Corrente picco (T<9ms) 50A Tabella 1.2: Caratteristiche ponte a diodi del microcontrollore. A tale scopo si è fatto uso del classico regolatore di tensione a tre pin LM7805 (figura 1.27) che permette una attenuazione del ripple in ingresso di 80 db (tabella 1.3).

27 CAPITOLO 1. REALIZZAZIONE SISTEMA CHOPPER 27 Figura 1.25: Andamento della corrente attraverso i diodi per C=22, 220 e 2200uF. ( V in V out )db Iout max R out V noise T max 80 db 2 A 8 mw 40 mv j 115 C R jc (TO220) 5 C/W R ch (TO220) 1 C/W 65 C/W R min ja Tabella 1.3: Caratteristiche LM7805

28 CAPITOLO 1. REALIZZAZIONE SISTEMA CHOPPER 28 Figura 1.26: Scheda alimentatore +16V / +5V

29 CAPITOLO 1. REALIZZAZIONE SISTEMA CHOPPER 29 Figura 1.28: Parametri termici con raffigurato il package TO220 Per tale componente occorre verificare la necessità di un dissipatore; in tabella 1.3 sono riportati i parametri termici per un package di tipo TO220 e riportati in figura I pedici stanno per junction, case, heat-sink e ambiente. Per prima cosa si calcola la resistenza termica da giunzione ad ambiente (R ja ) in assenza di dissipatore: se è molto maggiore di Rja min allora non è necessario utilizzare un dissipatore altrimenti occorre inserirne uno con R da < R ja (R ch + R jc ). Impostiamo le equazioni: R ja = T j max Ta max (1.2) P diss P diss = P otenza da dissipare = (V Figura 1.27: Regolatore 7805 in V out ) I out + V in I g Con un amperometro misuriamo I out (terzo terminale) e I g (secondo terminale) ottenendo: P diss = (16V 5V ) 62mA + 16V 5.3mA = 0.77W

30 CAPITOLO 1. REALIZZAZIONE SISTEMA CHOPPER 30 Occorre stimare la temperatura massima raggiunta dall ambiente circostante, essendo l intero progetto installato in una confezione di PVC 10cm 10cm 6cm areata da una picola ventola 3cm 3cm da 0.8W sovrastimiamo tale valore ponendo Ta max 60 C. Otteniamo R ja = 115 C 60 C = 71 C 0.77W W Rmin ja = 65 C occorre, quindi, far uso W di un dissipatore di calore 9. Quello utilizzato è riportato in figura 1.26 e presenta R ha = 20 C, ottenendo: W R new ja = R jc + R ch + R ha = 26 C W ovvero T new j = P diss R new ja + T max a = 70 C. In figura 1.29 è riportato l intero sistema di chopping progettato, da evidenziare la compattezza del sistema che integra in un medesimo package alimentatore, scheda di controllo e interfaccia utente. Nelle figure sono riportati gli andamenti 9 Infatti invertendo la relazione 1.2la temperatura raggiunta dalla giunzione è T ja = 114 C.

31 CAPITOLO 1. REALIZZAZIONE SISTEMA CHOPPER 31 Figura 1.29: Sistema Chopper Hz

32 CAPITOLO 1. REALIZZAZIONE SISTEMA CHOPPER 32 Figura 1.30: Uscite TTL di riferimento 0 e 180 caso 1Hz

33 CAPITOLO 1. REALIZZAZIONE SISTEMA CHOPPER 33 Figura 1.31: Uscita ponte H caso 1 Hz

34 Bibliografia [1] Data Sheet PIC 16F628A DeviceDoc/40044F.pdf [2] A.Sbrana Microcontrollori Pic Teoria e Pratica [3] J.Millman, A.Grabel Microelettronica editore McGraw Hill 34