Elettronica delle Telecomunicazioni

Transcript

1 Guida alle esercitazioni di laboratorio per il corso di Elettronica delle Telecomunicazioni 01AIJ: Circuiti non lineari e convertitori A/D/A, e 01BWT: PLL e interconnessioni) (AA ) Dante Del Corso, Marcello Chiaberge, Claudio Sansoè rev

2 Indice PRESENTAZIONE 3 ESERCITAZIONE 1 : AMPLIFICATORE A TRANSISTORE 4 Specifiche 4 Progetto 4 Misure 5 Esperienza dimostrativa 6 ESERCITAZIONE 2 : FILTRO ATTIVO 8 Specifiche 8 Progetto 8 Misure 8 Esperienza dimostrativa 9 ESERCITAZIONE 3 : AMPLIFICATORE LOGARITMICO 11 Specifiche 11 Progetto 11 Misure 11 Esperienza dimostrativa 13 ESERCITAZIONE 4 : CONVERTITORE D/A CON RETE A SCALA 14 Specifiche 14 Progetto 14 Misure 14 Esperienza dimostrativa 15 Nonlinearità differenziale 16 Calcolo della retta approssimante 17 Trasformazione in convertitore A/D 18 ESERCITAZIONE 5 : PLL CON CIRCUITO INTEGRATO CD Specifiche 20 Progetto 20 Misure 20 Esperienza dimostrativa 22 ESERCITAZIONE 6 : DECODIFICATORE DI TONO CON C.I. NE Specifiche 25 Progetto 25 Misure 25 Esperienza dimostrativa 27 ESERCITAZIONE 7 : PLL DIGITALE 29 Introduzione 29 Ingressi ed uscite del sistema 29 Oscillatore a controllo numerico 30 Demodulatore a EX-OR 31 Demodulatore fase/frequenza 32 Misure 34 SCHEDA ALTERA UP1 35 ESERCITAZIONE 8 : LINEE DI TRASMISSIONE 40 Specifiche 40 Progetto 40 Misure 40 2

3 PRESENTAZIONE Il principale obbiettivo del corso di Elettronica delle Telecomunicazioni è sviluppare le capacità di progetto di circuiti e sistemi elettronici. Le esercitazioni consentono di verificare la rispondenza dei circuiti reali con quanto progettato. Ogni esercitazione consiste in un piccolo progetto da sviluppare secondo le specifiche indicate, e successivamente da realizzare e verificare in laboratorio. Questo manuale descrive le esercitazioni sperimentali abbinate al corso Elettronica delle Telecomunicazioni, suddiviso nei due moduli previsti per l AA 1999/2000. Queste note vanno integrate con le informazioni presenti negli altri manuali di laboratorio: 1. Svolgimento delle esercitazioni di laboratorio e stesura delle relazioni (documento ETLREL), 2. Uso delle basette per montaggi senza saldature (documento USOBAS), 3. Raccolta di data-sheets già utilizzati per i corsi di Elettronica Applicata (Quaderno LADISPE n. 2), 4. Norme generali per il LADISPE (disponibili presso il LADISPE). Queste note e i documenti 1) e 2) sono disponibili anche su www tramite il servizio ULISSE, all indirizzo: Sempre allo stesso indirizzo sono presenti puntatori ad altro materiale didattico messo a disposizione per questo corso. Le fotografie inserite in queste note sono state realizzate presso il LADISPE, sezione Elettronica, e presso il LADISPE-DU. 3

4 Esercitazione 1 : AMPLIFICATORE A TRANSISTORE Specifiche Progettare un amplificatore con un transistore secondo le seguenti specifiche: 1. Guadagno di tensione = Banda a -3 db da 300 Hz a 20 khz 3. Dinamica di uscita 3 V picco-picco Queste caratteristiche devono essere verificate entro un margine del +/- 10%, a temperatura ambiente, con una resistenza di carico di 10kΩ. Le specifiche su guadagno e dinamica valgono per segnali di ingresso di 1 khz. È disponibile una tensione di alimentazione da 12 V. Le specifiche sopra riportate sono indicative; per il progetto utilizzare i dati numerici forniti anno per anno a lezione Progetto Iniziare fissando il punto di funzionamento del transistore. Scegliere (in alternativa): V E a riposo (V ER ); da questa calcolare V U a vuoto e R C ; V U a vuoto; da questa calcolare R C e V ER ; R C ; da questa calcolare V U a vuoto e V ER. Da R C e V ER calcolare I C in modo da posizionare la tensione di collettore a riposo a circa metà della escursione V ER -V CC. Questo permette di avere variazioni di tensione simmetriche sul collettore (prendere un margine adeguato rispetto alla V CE di saturazione). Fissare R E per ottenere la I C voluta. Dimensionare le resistenze del partitore di base, in modo tale che le variazioni di β non spostino troppo il punto di funzionamento. La resistenza R E è formata da due resistenze R E1 e R E2, quest'ultima con un condensatore in parallelo. Calcolare la R E1 in modo da ottenere il guadagno desiderato (tenendo conto della presenza del carico). Dimensionare i condensatori in modo da ottenere la banda passante indicata nelle specifiche. Scegliere componenti di valore normalizzato. 4

5 Determinare le variazioni nelle caratteristiche dell'amplificatore dovute all'uso di componenti di valore normalizzato. Calcolare le variazioni nelle caratteristiche dell'amplificatore dovute alle tolleranze dei componenti attivi e passivi. Tracciare la maschera entro cui deve essere compresa la funzione di trasferimento del circuito reale, tenendo conto dei valori nominali e delle tolleranze. Ricalcolare il guadagno per la fondamentale tenendo conto delle nonlinearità (utilizzare la G m (x)). Misure Verificare il punto di funzionamento a riposo (Ic, Vce). Conviene effettuare questa e eventuali altre misure di corrente per via indiretta, misurando la tensione ai capi di una resistenza in cui scorre la corrente stessa, e misurando il valore esatto della resistenza. Questo evita modifiche al circuito (per inserire il milliamperometro in serie). Misurare la corrente di base Ib e valutare h FE del transistore. Attenzione: questa misura, se fatta per via indiretta, va eseguita con cura perchè occorre valutare una differenza tra correnti quasi uguali, che deveono essere misurate con precisione per evitare un forte errore. Valutare se basta conoscere il valore nominale di R1 e R2, o se occorre misurare i componenti effettivamente impiegati. Eventualmente verificare la Ib anche con una misura diretta. Con segnale di ingresso di ampiezza molto bassa (tale che valga con buona approssimazione il circuito equivalente linearizzato del transistore) verificare il guadagno alla frequenza di 1 khz, con il carico indicato dalle specifiche. Tracciate la curva di risposta in frequenza (diagramma di Bode) e confrontarla con la maschera prevista dai calcoli. Verificare che sia soddisfatta la specifica sulla dinamica, e determinare il massimo livello di uscita per segnale apparentemente indistorto. Eseguire la misura del guadagno a 1 khz per diverse ampiezze del segnale di ingresso. Verificare che, al di sopra di una certa ampiezza, il guadagno diminuisce all'aumentare del livello del segnale. 5

6 Esperienza dimostrativa Mediante un analizzatore di spettro o un FFT è possibile verificare il contenuto di armoniche nel segnale di uscita in funzione dell'ampiezza del segnale di ingresso. Alcuni banchi sono dotati di oscilloscopio digitale in grado di calcolare la FFT dei segnali di ingresso. L esperienza dimostrativa può essere direttamente eseguita dai gruppi che lavorano su questi banchi. Predisporre lo strumento con scala lineare sull'asse della frequenza, per riconoscere agevolmente la posizione delle armoniche, impostata su un campo tale da osservare fino alla 8-9 armonica. Effettuare tutte le misure con segnale di ingresso a centro banda (1-2 khz). Prima di eseguire le misure o anche le sole verifiche qualitative conviene controllare la purezza spettrale del segnale di ingresso; la distorsione introdotta dall'amplificatore corrisponde alla differenza di ampiezza tra armoniche in ingresso e in uscita. Per una verifica qualitativa, variare l ampiezza del segnale di ingresso e osservare la comparsa di armoniche in uscita. Partendo da livelli molto bassi si verificano le situazioni seguenti (osservando il segnale in uscita): - nessuna armonica (lo stadio opera praticamente in linearità); - comparsa della II armonica; - aumento della II armonica e comparsa della III, IV,. In questa zona la fondamentale rimane pressoché invariata, e le variazioni del livello di ingresso si riflettono principalmente su numero e ampiezza delle armoniche in uscita (lo stadio opera nella zona in cui Gm(x) ha forti variazioni, corrispondente a x compreso tra 2 e 5 circa). - Saturazione del livello della fondamentale:lo spettro di uscita comprende tutte le armoniche con livelli confrontabili con la fondamentale (x > 10). Gli oscilloscopi con analizzatore FFT permettono di osservare contemporaneamente spettro e segnale nel dominio del tempo. Verificare quale livello di armoniche determina distorsioni riconoscibili nella forma d onda osservata nel dominio del tempo. E anche possibile eseguire verifiche quantitative, misurando il guadagno per la sola fondamentale. Eseguendo misure per diversi levelli del segnale di ingresso si può ricavare l andamento della Gm(x). Ricordare che per valutare il valore effettivo della x bisogna tener conto della controreazione di emettitore (vedi testo, cap ). 6

7 Segnale di ingresso. Esaminando all analizzatore di spettro il segnale di ingresso si può verificare la purezza spettrale del degnale fornito dal generatore (in questo caso circa 45 db). Segnale di uscita (basso livello) Nel segnale di uscita sono presenti armoniche dovute alla nonlinearità della caratteristica BE del transistore. L effettiva ampiezza delle armoniche introdotte può essere valutata sottraendo quanto già presente nel segnale di ingresso. Segnale di uscita (livello alto) Aumentando l ampiezza del segnale di ingresso aumenta il livello delle armoniche. (Foto su montaggio ) 7

8 Esercitazione 2 : FILTRO ATTIVO Specifiche Progettare un filtro passa basso, con funzione di trasferimento tale da rispettare la maschera indicata a lezione. Sono disponibili AO tipo LM748, da alimentare a +/- 15 V. Progetto Determinare il tipo di approssimazione più opportuno tra quelle riportate nel testo (Bessel, Butterworth, Chebischeff). Determinare il numero di poli necessario per soddisfare le specifiche con la funzione di trasferimento nominale (dai grafici del testo). Determinare il numero di celle del I e II ordine, e i parametri di ciascuna cella (dalle tabelle riportate nel testo). Sviluppare completamente il progetto di almeno una delle celle del II ordine con poli complessi, calcolando il valore dei componenti. Indicare i componenti reali da utilizzare, con valori scelti tra quelli normalizzati secondo la serie E12 per le resistenze, e E6 per i condensatori. Calcolare la funzione di trasferimento nominale ottenuta impiegando i componenti di valore normalizzato. Devono essere determinati i nuovi valori di H(0), della pulsazione ω o e dello smorzamento ξ; dai grafici standard per funzioni del II ordine può essere tracciata la funzione di trasferimento. Determinare la maschera entro cui può trovarsi la funzione di trasferimento della cella progettata, tenendo conto delle tolleranze dei componenti. Usare il metodo della sensitivity, o altre tecniche eventualmente note (riportando una breve spiegazione). Misure Montare almeno una cella del II ordine e verificarne la funzione di trasferimento. Scegliere una cella con basso smorzamento, in cui è più facile misurare posizione e ampiezza del picco di risonanza. Confrontare i risultati della misura con la fascia di variazione ricavata dai calcoli. Verificare in particolare i valori di H(0), la pulsazione del picco di risposta e l'ampiezza del picco di risposta rispetto alla risposta a frequenze basse (per celle passa basso). Queste grandezze sono direttamente misurabili e riportate nelle tabelle del testo, mentre sarebbe più difficile misurare direttamente e la pulsazione e lo smorzamento. Discutere e motivare eventuali divergenze. 8

9 Montare e verificare le altre celle. Tracciare la funzione di trasferimento complessiva. Stimare la precisione necessaria per i componenti, volendo ottenere una funzione di trasferimento reale che rispetti la maschera indicata nelle specifiche. Esperienza dimostrativa Con l'analizzatore di spettro è possibile visualizzare la risposta in frequenza del filtro. Per osservare direttamente il diagramma di Bode, usare una scala logaritmica per la frequenza e scala in db per l'ampiezza. Il segnale di ingresso può essere ricavato da un generatore abbinato alla scansione dell'analizzatore di spettro (tracking generator; non sempre disponibile), oppure può essere un rumore a larga banda con densità spettrale costante. Con un filtro formato da più celle, è possibile verificare la pendenza asintotica in banda attenuata spostando l'ingresso dell'analizzatore lungo la catena. La pendenza deve essere di 20 db/dec (o 6 db/ottava) per ogni polo presente nella parte di filtro inserita. Questo diagramma e i successivi sono ricavati con un analizzatore FFT, applicando come segnale di ingresso una spazzolata in frequenza generata dallo stesso analizzatore (chirp). Nei diagrammi l asse verticale è tarato a 10 db/div; l asse orizzontale è logaritmico. In pratica sono i diagrammi di Bode della funzione di trasferimento. Alle frequenze più elevate il livello è molto basso e si mette in evidenza il rumore. Il primo diagramma riporta la risposta di un filtro con 9 poli. La pendenza asindotica è pari a 54 db/ottava (linea gialla). In prossimità del taglio la pendenza del filtro è più ripida perchè le celle hanno Q elevato. Il secondo diagramma evidenzia l ondulazione in banda passante (scala verticale 2 db/div) per lo stesso filtro. La FdT è fuori della maschera di progetto (ondulazione 1 db), a causa delle tolleranze dei componenti 9

10 La catena ha complessivamente 5 celle (1 I ord, 4 II ord); i diagrammi successivi rappresentano la fdt all uscita delle varie celle (cioè la fdt di filtri con minor numero di poli). Uscita della IV cella (7 poli). Pendenza asindotica 140 db/decade o 42 db/ottava Uscita della III cella (5 poli) Pendenza asindotica 100 db/decade o 30 db/ottava Uscita della II cella (3 poli) Pendenza asindotica 60 db/decade o 18 db/ottava Uscita della I cella (1 polo) Pendenza asindotica 20 db/decade o 6 db/ottava (Foto su montaggio Baldi, Blun, La Rosa) 10

11 Esercitazione 3 : AMPLIFICATORE LOGARITMICO Specifiche Progettare un amplificatore con funzione di trasferimento logaritmica tra i punti dati : VI VU 10 mv 0 V 10 V 8 V Come elemento logaritmico utilizzate la coppia di transistori connessi a differenziale dell integrato CA3046. Progetto Per ottenere la funzione di trasferimento richiesta è possibile usare il circuito base seguito da un amplificatore invertente, oppure modificare il circuito base in modo da renderlo invertente. La seconda soluzione è accettabile, a condizione di valutare gli errori introdotti dalla modifica. Per minimizzare gli errori dovuti alle variazioni della temperatura, posizionare il punto a metà dinamica in corrispondenza della corrente di riferimento della giunzione di compensazione. Posizionare la dinamica in corrente tenendo conto delle correnti di ingresso del primo operazionale e della resistenza intrinseca della giunzione logaritmica. Per ottenere la funzione di trasferimento indicata dalle specifiche, traslare la funzione di trasferimento sommando una tensione opportuna all ingresso del secondo operazionale. Posizionare la dinamica in tensione in base alle specifiche scegliendo opportunamente il guadagno dell operazionale di uscita. Per le giunzioni logaritmiche si usano transistori duali o multipli, tutti collocati sullo stesso chip per avere garanzia che siano alla stessa temperatura. Ove possibile, usare una coppia di transistori già connessi in configurazione differenziale. Misure Per una verifica di massima del funzionamento, applicare all'ingresso un segnale triangolare tra 0 e 10 V circa, e controllare che la forma d'onda in uscita abbia andamento approssimativamente logaritmico. Verificare che non siano presenti autooscillazioni. Un esempio dei segnali osservabili è in figura 3a. Questa è solo una verifica qualitativa del funzionamento; per le misure vere e proprie seguire la procedura indicata nel seguito. 11

12 Fig 3a: Canale 1 (superiore): segnale di ingresso triangolare. Canale 2 (inferiore): segnale prelevato dopo la giunzione di riferimento (BC di Q2). La zona A corrisponde al limite inferiore della dinamica (alcuni mv di ingresso), la zona B al limite superiore (alcuni V di ingresso) Effettuare una rilevazione per punti della Vu in funzione della Vi, spaziando i valori di ingresso uniformemente su scala logaritmica (mantenere un rapporto costante tra valori successivi, ad esempio 1, 3, 10,... oppure 1, 2, 5, 10...). La tensione di ingresso può essere ricavata dall'alimentazione, con un partitore formato da due potenziometri, collegati in modo da avere una regolazione grossolana e una regolazione fine. Riportare il risultato su un diagramma semilogaritmico, e verificare che i risultati delle misure rientrino nella fascia calcolata in base alle tolleranze dei componenti. Dopo aver effettuato le misure punto per punto, la caratteristica complessiva può essere visualizzata come un segmento rettilineo sull'oscilloscopio, applicando all'ingresso un segnale con andamento esponenziale nel tempo, con valori iniziale e finale corrispondenti alla dinamica prevista dal progetto. Eseguendo il logaritmo dell'esponenziale si riottiene l'argomento dell'esponenziale (in questo caso il tempo). La tensione di uscita ha quindi andamento lineare nel tempo (visualizzato sull'oscilloscopio come traccia rettilinea inclinata). Il segnale esponenziale può essere ricavato da un onda quadra con una rete RC passa alto (il periodo dell'onda quadra e la costante di tempo devono essere dimensionate in modo da consentire una comoda visualizzazione). A pari costante di tempo, aumentando il periodo dell'onda quadra l'esponenziale scende a livelli più bassi, permettendo di evidenziare le deviazioni dal comportamento logaritmico verso l'estremo inferiore della dinamica. Inserire un circuito di recupero dell'offset per il primo operazionale, e usarlo per ridurre gli errori all'estremo inferiore della dinamica (valutare questi errori con la configurazione indicata in precedenza; l'errore è minimo quando la risposta all'esponenziale è lineare). Un esempio di segnali di ingresso e uscita in questa configurazione è in figura 3b. 12

13 Fig. 3b Canale 1 (superiore): segnale di ingresso esponenziale decrescente. Canale 2 (inferiore): segnale di uscita (andamento lineare nel tempo). La zona entro il cerchio a destra corrisponde all estremo inferiore della dinamica, in cui sono più evidenti gli effetti del rumore di ingresso. Verificare che usando come giunzioni logaritmiche diodi anziché transistori cambia la pendenza della caratteristica (cambia il coefficiente η della giunzione utilizzata). Esperienza dimostrativa Controllare la deriva termica scaldando (ad esempio con un saldatore) l elemento logaritmico (array di transistori o transitore duale); verificare che impiegando diodi o transistori separati e scaldando uno solo dei due la deriva termica è molto più forte. Con elementi logaritmici monolitici, gli effetti termici sono osservabili anche utilizzando come elemento riscaldante uno degli altri transistori dell'array. Deve essere polarizzato con corrente e tensione note, e da potenza dissipata e ristenza termica è possibile valutare la temperatura raggiunta dal chip (attenzione a restare entro la potenza massima dissipabile indicata sul data-sheet dell'array). Verificare che la variazione di temperatura del chip provoca una variazione di pendenza della caratteristica. Questo effetto si può notare osservano con scale espanse i due estremi della caratteristica rettilinea tracciata con il circuito sopra indicato, e verificando che al variare della temperatura si spostano in direzioni opposte. Il punto intermedio della caratteristica (centro di rotazione) rimane fermo. 13

14 Esercitazione 4 : CONVERTITORE D/A CON RETE A SCALA Specifiche Progettare un convertitore D/A a 6 bit utilizzando una rete a scala pilotata con deviatori di tensione. L'uscita deve coprire il campo 0-10 V. I deviatori sono costituiti dallo stadio di uscita di integrati logici CMOS tipo CD4029 e CD4013. Sono disponibili reti a scala con R = 13.5 kω, e amplificatori operazionali tipo LM741. Usare tensioni di alimentazione di 5 V (per i circuiti logici) e di +/-15 V (per gli amplificatori operazionali). Progetto I circuiti logici sono collegati in modo da formare un contatore a 6 bit (64 stati). Questo permette di applicare i diversi valori di ingresso (digitale) facendo avanzare il contatore. La struttura della rete a scala disponibile è nel diagramma a lato (R = 13.5 kω). Per valutare gli errori di non linearità occorre determinare la resistenza equivalente delle uscite (R ON ), e confrontarla con il valore di R (rete a scala). La R ON può essere diversa tra i due integrati e per i due stati di uscita. Il valore della R ON può essere determinato dalle specifiche di tensione/corrente delle uscite riportate sui cataloghi. Realizzare il contatore in modo da minimizzare l'errore in uscita dovuto alla R ON. A L 2R 2R B R R R R R I 2R 2R 2R 2R 2R 2R C D E F G H B I A C D E F G H L Misure Nel predisporre il generatore che invia il clock al contatore, limitare il livello del segnale tra 0 e 5 V (o comunque entro il campo tra massa e alimentazione dei circuiti logici). Verificare con l'oscilloscopio il corretto funzionamento del divisore (non occorre collegare la rete a scala). Sincronizzare la base tempi con il segnale a frequenza più bassa, e verificare frequenza e fase delle altre uscite. Con la rete a scala collegata e il contatore comandato da un clock continuo verificare che venga generata in uscita una rampa continua di 64 livelli. La rampa è osservabile 14

15 anche scollegando l'uscita (in corrente) della rete a scala e osservando la tensione a vuoto sul morsetto. Facendo avanzare il contatore a passi singoli (a partire da una condizione nota), misurare ciascuno dei 64 livelli. Dato che successivamente dovranno essere effettuate delle differenze tra i valori misurati, usare gli strumenti in modo da ottenere la massima risoluzione possibile, e non effettuare arrotondamenti. Se il generatore usato per il clock non permette di inviare singoli impulsi, montare un deviatore manuale con circuito antirimbalzo per generare impulsi singoli. Il circuito antirimbalzo può essere realizzato con un FF SR comandato da un deviatore che attiva alternativamente gli ingressi S e R. Dalle misure effettuate ricavare i parametri della retta approssimante con il metodo dei minimi quadrati; da questi calcolare gli errori di offset e di guadagno. Tracciare i diagrammi della non-linearità assoluta e non-linearità differenziale, prendendo come riferimento la retta approssimante. Indicare nei diagrammi l'errore di misura (attenzione: in questo caso è confrontabile con il risultato della misura stessa). Esperienza dimostrativa Visualizzando la caratteristica completa (clock continuo), verificare l'effetto di errori nella rete a scala, variando le resistenze dei diversi rami (inserire altre resistenze in serie o in parallelo). Valutare la relazione tra errore introdotto nel ramo (variazione di resistenza) ed errore in uscita, in funzione della posizione del ramo (MSB,...LSB). Sempre visualizzando la caratteristica completa e applicando un clock continuo, aumentare la cadenza del clock fino a rendere visibili i glitch. Verificare che la transizione da fondo scala a 0 ha pendenza limitata dallo slew rate dell operazionale. Aumentare il ritardo di commutazione di un ramo inserendo in parallelo alla corrispondente uscita logica un condensatore, e verificare che vengono introdotti glitch nel punto della caratteristica in cui commuta il bit corrispondente. Per lo MSB-1 e gli altri bit di peso più basso il ritardo determina glitch sulla transizione 0-1 e 1-0; verificare il verso del glitch nei due casi. La figura indica (per un DAC a 4 bit) la corrispondenza tra stati del contatore e rampa di uscita. Sono riconoscibili le posizioni corrispondenti a metà del fondo scala (commutazione del MSB), quarti, e così via. Verificare che introducendo anomalie (ritardi, errori nella rete di peso) su un determinato bit, gli effetti sono evidenti nel punto in cui il bit cambia stato. 15

16 Nonlinearità differenziale Le foto di questa pagina evidenziano errori di nonlinearità diffrenziale ottenuti modificando la corrente di un ramo della rete a scala con una resistenza inserita in parallelo al ramo stesso. La rampa è sempre formata da 64 gradini. La resistenza è in parallelo al ramo del MSB. L errore si manifesa come un incremento del peso del MSB (incremento della corrente nel ramo), che determina un innalzamento della seconda metà della caratteristica (corrispondente alla parte in cui MSB = 1). Inserendo la resistenza in parallelo al ramo del MSB-1 si modificano il secondo e il quarto quarto, in cui MSB-1 = 1. L errore introdotto sul ramo è sempre lo stesso; dato però che il peso del ramo è metà rispetto al caso precedente, l effetto in uscita è dimezzato. A metà del fondo scala la caratteristica diventa non-monotona. Spostando la resistenza sul ramo MSB-2 si nota che l errore interviene per ottavi del fondo scala, con ampiezza ulteriormente dimezzata. L entità dell errore non è più tale da determinare non-monotonicità. Ritardando la commutazione del MSB- 1; compaiono glitch in corrisponenza della metà e dei quarti di fondo scala. La direzione del glitch dipende dal verso della commutazione del bit: ritardando il passaggio da 0 a 1 si introduce uno stato temporaneo (glitch verso massa); ritardando il passaggio da 1 a 0 lo stato transitorio è 111, che determina un glitch verso il fondo scala. 16

17 Calcolo della retta approssimante Dato l insieme dei risultati di misura (x i, y i ) si devono determinare i parametri m e n della miglior retta approssimante y = mx + n. Deve essere minimo l errore quadratico complessivo E calcolato per gli N punti: N 1 2 E = ( yi mxi n) i= 0 Il minimo di E si ricava annullando le derivate parziali rispetto a m e n: δe 2 = m xi xiyi + n xi = 0 δm i i i δe = nn yi + m xi = 0 δn i i Risolvendo per n, m, e dato che in questa esperienza N = 64: m = xiy i xi y i i 0 64 = i= 0 i= x i xi i= 0 64 i= 0 n = yi m xi i= 0 i= 0 64 I parametri della retta ideale y = m0x + n0 sono: n0 = 0 m0 = 10V / 63 = V unità Errore di guadagno E la variazione di pendenza tra la retta meglio approssimante e la retta ideale: ε g = m m 0 Errore di offset E lo scostamento dell intercetta sull asse y rispetto al valore nominale: εoff = n n 0 Valori analogici della retta approssimante I valori analogici da utilizzare per calcolare gli errori di nonlinearità vanno ricavati dalla relazione y = mx + n, dove m e n sono i parametri calcolati in precedenza. 17

18 Trasformazione in convertitore A/D E possibile trasformare il circuito in A/D ad inseguimento utilizzando l operazionale come comparatore. Mantenendo solo la parte di rete di peso comandata dal CD4029, con il circuito indicato in figura si realizza un convertitore A/D a inseguimento. L operazionale viene usato come comparatore tra la tensione Vu generata dalla rete a scala e la Vi di ingresso. Il contatore viene incrementato o decrementato (attraverso il comando Up/Down), a seconda che la tensione Vu ricostruita attraverso il D/A sia minore o maggiore della Vi. CK CD 4029 Q1 Q2 Q3 Q4 U/D 2R 2R R 2R 2R 2R R R Vu Vi R6 Per adattare i livelli presenti in uscita del comparatore ai livelli richiesti per il comando up/down del contatore si usa la rete formata dalla resistenza R6 e diodo zener. Scegliere uno zener adatto e determinare il valore opportuno per R6; in alternativa è possibile usare un circuito di clamp a diodi. Usare come comparatore un LM748 (molto più veloce in questa applicazione del 741). Per verificare il funzionamento del convertitore applicare un segnale Vi di ampiezza corrispondente al fondo scala e frequenza bassa, tale che lo slew rate massimo sia inferiore allo slew rate ottenibile sulla Vu (pari ad Ad/Tck). Nell immagine compaiono le tensioni Vi e Vu: Vi è la tensione sinusoidale, e Vu il segnale ricostruito attraverso il D/A, che si modifica in modo da inseguire continuamente Vi. La differenza Vi Vu è l errore di quantizzazione. 18

19 Espandendo l asse tempi si osservano i singoli passi dell inseguimento, a gradini di ampiezza costante in discesa o in salita. Quando il segnale varia entro 1 LSB (zona indicata dall ellisse gialla) si ha una sequenza di passi in salita e discesa alternati. Aumentando la frequenza del segnale cresce lo slew rate, e la tensione Vu non riesce a inseguire Vi determinando un errore di sovraccarico. Il segnale ricostruito diventa un onda triangolare, con pendenza corrispondente al massimo slew rate, pari ad Ad/Tck. E possibile anche visualizzare lo stato del contatore collegando dei LED alle uscite; in questo caso si introduce un errore dovuto al gruppo resistenza-led collegato sulle uscite. Per limitare questo errore occorre limitare la corrente che circola nei LED a meno di 1 ma (resistenze da 4,7 KΩ in serie ai LED). Variando molto lentamente l ingresso, verificare il funzionamento e tracciare la transcaratteristica D(A). 19

20 Esercitazione 5 : PLL CON CIRCUITO INTEGRATO CD4046 Specifiche Verificare il funzionamento in diverse condizioni e determinare il valore di alcuni parametri del PLL integrato CD4046. Il circuito comprende due demodulatori di fase. Per ciascuno di essi viene verificato il funzionamento su due diversi campi di frequenza. Caso 1: Caso 2: Campo di mantenimento: 20 khz - 80 khz Campo di cattura: 10% del campo di mantenimento Campo di mantenimento: 50 khz - 60 khz Campo di cattura: 30% del campo di mantenimento Tensione di alimentazione: 5 V Progetto Utilizzare i grafici e le formule riportati sulle caratteristiche del Nella raccolta di data-sheet su web sono presenti quelli per il componente National (CD4046BC) e Motorola (74HC4046A); analizzare entrambi per valutare quale offre le informazioni meglio utilizzabili. I parametri di questo circuito integrato hanno tolleranze molto ampie. I risultati delle misure possono discostarsi dai dati di progetto anche del 20% in più o in meno. Misure Ad anello aperto, ricavare la caratteristica del VCO (applicare una tensione di controllo Vc compresa tra massa e alimentazione). La misura va ripetuta per i due campi di frequenza indicati nelle specifiche. Determinare il coefficiente Ko (Hz/V) per i due campi di frequenza. Verificare le forme d'onda sul condensatore del VCO e giustificarne l andamento. Sull ingresso Vi verso i demodulatori di fase è presente un circuito che ripristina un valore di tensione continua corrispondente alla soglia del comparatore; il segnale deve essere quindi applicato tramite un condensatore (determinarne il valore opportuno in base alla resistenza equivalente di ingresso). Applicare segnali di valore picco-picco inferiore al campo massa-alimentazione (anche molto più piccoli; l'ingresso ha un circuito squadratore). 20

21 Per le misure indicate nel seguito, la frequenza del generatore esterno che fornisce la Vi deve poter essere variata anche di piccole quantità. Se il generatore non ha una regolazione fine di frequenza, inserire una piccola corrente variabile di correzione nell'ingresso di controllo esterno (VCG). Ad anello chiuso, verificare qualitativamente che il PLL agganci il segnale di ingresso (applicare all'ingresso segnali con frequenza prossima a quella centrale del campo misurato in precedenza). Per verificare l'aggancio collegare i due canali dell'oscilloscopio all oscillatore esterno e al VCO, sincronizzando l'asse tempi su uno dei due; a PLL agganciato i due segnali sono stabili sullo schermo. Controllare che le frequenze del segnale di ingresso e del VCO siano uguali, per verificare che non si tratti di un campo di aggancio secondario. Variando la frequenza del segnale di ingresso, misurare le frequenze di aggancio e di sgancio. Esplorare nei due versi un campo di frequenze leggermente più ampio di quello misurato come caratteristica del VCO, per rilevare gli estremi dei campi di cattura e di mantenimento. La misura va ripetuta in quattro condizioni diverse (due campi di frequenza, due demodulatori di fase). Rilevare l'andamento dello sfasamento tra segnale di ingresso e oscillatore locale al variare della frequenza del segnale di ingresso (entro il campo di mantenimento). Commutando l ingresso del filtro tra i due demodulatori, verificare il diverso sfasamento in condizione di aggancio. Determinare il coefficiente K d (V/rad) per i demodulatori di fase, discutendo le possibilità di misura per il DF II.. Per questo calcolo conviene utilizzare i risultati delle misure precedenti (sfasamento in funzione della frequenza), e la caratteristica fo(vc) del VCO, ricordando che la Vc non è altro che la componente continua della Vd. Verificare l'esistenza di campi di aggancio secondari (tra armoniche dei segnali di ingresso e del VCO). Spostare il condensatore di temporizzazione del VCO da uno dei morsetti verso massa; verificare le nuove forme d'onda sul condensatore e giustificare il loro andamento. Il componente 74HC4046 ha tre demodulatori di fase; ripetere la verifica dei campi di cattura e di mantenimento con questo terzo circuito, oppure realizzare un demodulatore di fase esterno (ad esempio con FF S-R sensibile alle transizioni, come indicato nel testo), inserirlo in sostituzione di quelli interni e verificare il comportamento del PLL. 21

22 Esperienza dimostrativa Forme d onda del VCO Il VCO del 4046 è del tipo a carica/scarica di un condensatore con corrente It controllata da Vc/R1 e da R2. Nella configurazione in figura il morsetto X del condensatore è a massa, e nel morsetto Y entra la corrente It. Il condensatore si carica a corrente costante (andamento lineare della tensione Vy) fino al superamento della soglia Vt del comparatore collegato al morsetto di destra (commutazione A in figura). V DD V C I 1 I 2 R 1 R 2 I t V X V Y FF Il morsetto X del condensatore viene collegato verso il generatore di corrente, e il morsetto Y viene nello stesso momento portato a massa. La tensione sul morsetto X dovrebbe portarsi a Vt. Intervengono però le giunzioni verso il substrato che bloccano la tensione a 0,6 V. Da tale valore la tensione sale linearmente (carica a pendenza costante), fino a raggiungere la soglia. Vx Vy La tensione su Vx sale fino a Vt, e in C il morsetto X viene nuovamente commutato verso massa (tratto D). La tensione differenziale ai capi del condensatore è la somma di un onda triangolare (carica e scarica del condensatore) e di un onda quadra (commutazione dei morsetti). 22

23 Con un generatore modulato in frequenza è possibile visualizzare la caratteristica a farfalla direttamente sullo schermo di un oscilloscopio. L'oscilloscopio deve essere predisposto in modo X-Y; inviare all'ingresso orizzontale il segnale modulante (onda triangolare) e sull'asse Y la tensione presente sul condensatore del filtro d'anello. Nel diagramma, ricavato con il demodulatore I (EX-OR), sono ben individuati i campi di mantenimento (M) e di cattura (C). Con il demodulatore I il valore medio della tensione di controllo del VCO è pari alla tensione Vc a riposo (circa V DD /2). Agli estremi della caratteristica sono presenti delle nonlinearità dovute alla saturazione del VCO. Nella seconda figura è stata diminuita la costante di tempo del filtro d anello; l effetto filtrante è meno accentuato, il battimento sulla Vc (a PLL non agganciato) ha maggiore ampiezza, e pertanto si allarga il campo di cattura. Il campo di mantenimento, che dipende solo dai parametri in continua, rimane invariato. La caratteristica a farfalla a lato è ricavata con il demodulatore di fase II (circuito sequenziale). Il comportamento di questo demodulatore è analogo a quello di in filtro attivo (guadagno infinito in DC). La tensione Vc è l integrale degli errori rilevati ciclo per ciclo, e al di fuori del campo di mantenimento satura verso massa o verso l alimentazione V CC. Campo di mantenimento e campo di cattura coincidono. 23

24 Verificare che riducendo la variazione di frequenza del segnale di ingresso fino a restare dentro il campo di mantenimento il PLL non perde l'aggancio (non occorre che la frequenza del segnale di ingresso rientri nel campo di cattura). In queste condizioni il PLL opera come demodulatore di frequenza. Ampliando l escursione di frequenza e usando il demodilatore I diventano visibili i campi di aggancio secondari (battimento 0 tra armoniche dei segnali Vi e Vo). Dato che le armoniche hanno ampiezza minore della fondamentale, i campi secondari hanno minore ampiezza rispetto a quello principale. Ripristinando il funzionamento Y-T dell'oscilloscopio, osservare su un canale il segnale modulante e sull'altro la tensione in uscita dal filtro, che rappresenta la demodulazione FM del segnale di ingresso. Per segnale modulante a onda quadra e con filtro R-R-C, verificare la variazione dello smorzamento al variare del rapporto R1/R2 (mantenendo R1+R2 costante: le due resistenze vanno realizzate con un potenziometro). Verificare nelle stesse condizioni la risposta a modulazioni sinusoidali (presenta sovraelongazione per bassi smorzamenti). 24

25 Esercitazione 6 : DECODIFICATORE DI TONO CON C.I. NE567 Specifiche Verificare il funzionamento e il valore di alcuni parametri del demodulatore di tono integrato NE567. Progettare i componenti per un campo di rivelazione centrato su 20 khz con ampiezza del 10% (attorno alla frequenza centrale, massimo possibile per questo integrato). Tensione di alimentazione: 5 V La presenza del tono viene segnalata da un LED collegato all'uscita del 567. Dimensionare la resistenza serie in modo tale che, a tono presente, nel LED circoli una corrente di 5 ma. Progetto Per il progetto utilizzare i grafici e le formule riportati nelle caratteristiche del NE567. Sul sito Ulisse sono disponibili i data sheet National (LM567) e Philips (NE567); il secondo è più dettagliato, ma con errori tipografici in alcune formule. Misure Anche in questo circuito viene ripristinato internamente il valore opportuno di tensione continua all'ingresso del PLL, e il segnale deve essere applicato tramite un condensatore. Il valore di questo va calcolato tenendo conto della resistenza equivalente di ingresso. Il componente NE567 è un circuito analogico, il cui comportamento dipende dal livello del segnale applicato all'ingresso. Verificare sui data-sheet quale é il livello opportuno. Il campo di frequenze su cui opera il demodulatore di tono è ristretto; le misure seguenti richiedono che la frequenza del generatore esterno venga variata di piccole quantità. Se il generatore non ha una regolazione fine di frequenza, inserire una piccola corrente variabile di correzione nell'ingresso di controllo esterno (VCG). Campi di cattura e di mantenimento Ad anello chiuso, verificare qualitativamente che il PLL agganci il segnale di ingresso (applicare all'ingresso segnali con frequenza prossima a quella centrale del campo misurato in precedenza). Per verificare l'aggancio collegare i due canali dell'oscilloscopio all'oscillatore esterno e al VCO, sincronizzando l'asse tempi su uno dei due; a PLL agganciato i due segnali sono stabili sullo schermo. 25

26 Soglie del demodulatore sincrono Con frequenza di ingresso uguale alla frequenza di oscillazione a riposo del VCO, variare l'ampiezza del segnale per determinare la soglia del rivelatore di tono. Confrontare il risultato della misura con quanto indicato sul data-sheet. Con livello di ingresso corrispondente all'inizio della saturazione del demodulatore di fase, variare la frequenza del segnale e misurare le frequenze di aggancio e di sgancio, per rilevare i campi di cattura e di mantenimento. Ripetere la misura a livelli di ingresso più alti e più bassi, tali da portare sicuramente in zona lineare e in saturazione il demodulatore di fase. Confrontare e discutere i risultati. Con livello di ingresso tale da mantenere il circuito in linearità, esplorare un campo di frequenze poco più ampio del campo di mantenimento e rilevare la tensione presente sul morsetto corrispondente all'uscita del demodulatore di ampiezza (prima del comparatore). Tracciare il diagramma della tensione demodulata in funzione della frequenza e spiegarne l'andamento. Rilevare l'andamento dello sfasamento tra segnale di ingresso e oscillatore locale al variare della frequenza del segnale di ingresso (entro il campo di mantenimento), e determinare il coefficiente K d (V/rad). Verificare l'esistenza di campi di aggancio secondari (tra armoniche dei segnali di ingresso e del VCO). Per non influenzare le misure, il segnale del VCO deve essere prelevato sul piedino collegato alla sola resistenza. Verificare le varie forme d'onda sul VCO. Misurare la tensione di controllo del VCO al variare della frequenza entro il campo di aggancio. Caratteristica del VCO Ricavare la caratteristica del VCO. In questo circuito non è possibile aprire l'anello e inserire direttamente una tensione di controllo esterna. La tensione di controllo può essere variata iniettando una corrente nel nodo corrispondente all'uscita del demodulatore di fase (mantenendo l'ingresso di segnale a massa). Misurare la resistenza equivalente di uscita sul morsetto del fltro d anello, e calcolare la corrente da iniettare per spostare di circa +-1 V la tensione V C rispetto alpunto di funzionamento a riposo. Tracciare il grafico della frequenza del VCO in funzione della tensione di controllo con un primo gruppo di misure; una volta individuato il campo utile effettuare una serie di misure più fitta nella zona utile. Determinare il valore del coefficiente K o (Hz/V). 26

27 Esperienza dimostrativa Visualizzazione caratteristica a farfalla Con un generatore modulato in frequenza è possibile visualizzare la caratteristica a farfalla direttamente sullo schermo di un oscilloscopio. L'oscilloscopio deve essere predisposto in modo X-Y; inviare all'ingresso orizzontale il segnale modulante (onda triangolare) e sull'asse Y la tensione presente sul condensatore del filtro d'anello. Nelle stesse condizioni, è possibile visualizzare sull'oscilloscopio anche la caratteristica del demodulatore di ampiezza (canale verticale collegato al filtro del demodulatore AM). Variando l'ampiezza del segnale di ingresso, verificare la variazione dei campi di mantenimento e di cattura (il demodulatore di fase deve lavorare in zona lineare, con livelli di ingresso molto bassi). Verificare la saturazione (campi di mantenimento e di cattura costanti) presente al di sopra di una determinata ampiezza dell'ingresso. Verificare che il campo di cattura dipende dalla risposta in frequenza del filtro d'anello del PLL. Verificare che per bassi segnali di ingresso l'uscita del demodulatore AM è proporzionale al livello di ingresso, mentre per livelli alti si ha saturazione. Spostando la frequenza centrale del generatore di segnale collegato all'ingresso, osservare i campi di aggancio secondari (centrati sulle armoniche dispari della frequenza a riposo del VCO). Aumentando l ampiezza del segnale di ingresso, portare il demodulatore di fase in saturazione e osservare i campi secondari in corrispondenza delle armoniche dispari di Vi e Vo. 27

28 Comportamento in presenza di rumore Per la seconda parte dell'esperienza dimostrativa, collegare all'ingresso un generatore di segnale + rumore, con frequenza pari alla frequenza a riposo del VCO. Predisporre il generatore per N/S = 0 db. Verificare il corretto funzionamento del demodulatore di tono in presenza di rumore, variando la frequenza del tono, e osservando l'indicazione fornita dal LED. Ripristinando il funzionamento Y-T dell'oscilloscopio, osservare il segnale all'ingresso (in queste condizioni il rumore è nettamente prevalente). Verificare il valore limite di N/S per cui viene ancora correttamente riconosciuto il tono. 28

29 Esercitazione 7 : PLL digitale Introduzione Scopo dell esercitazione è da un lato dimostrare l uso di circuiti completamente digitali per emulare funzioni di dispositivi tradizionalmente realizzati con tecniche analogiche, dall altro fornire un introduzione all utilizzo di circuiti logici programmabili per realizzare sistemi elettronici. Il sistema da realizzare è un PLL con campo di mantenimento centrato intorno a 4.5kHz., che accetta in ingresso un segnale ad onda quadra, duty-cycle 50%, compatibile TTL. Nell esercitazione occorre progettare due diverse versioni di tale dispositivo, una equivalente ad uno schema analogico con demodulatore di fase a moltiplicatore (o ad EX-OR) e filtro con guadagno in continua finito, l altra comparabile con lo schema del demodulatore 2 del CD 4046, demodulatore di fase/frequenza. Entrambe le versioni non richiedono alcun componente analogico per realizzare l anello ad aggancio di fase. Nel seguito è fornita la descrizione funzionale dei blocchi che costituiscono il PLL. Da questa occorre ricavare una descrizione VHDL equivalente, programmare l Altera MAX 7128S presente sulla scheda Altera UP1 a disposizione su ogni tavolo e verificare il funzionamento del dispositivo. Ingressi ed uscite del sistema Il PLL digitale, in entrambe le versioni, prevede i seguenti piedini di ingresso ed uscita: Vin: segnale di ingresso del PLL: dinamica di frequenza tra circa 3kHz e circa 6kHz. Vout: segnale di uscita dall oscillatore a controllo numerico (NCO); è reso disponibile per valutare la condizione di aggancio dell anello; è collegato internamente al demodulatore di fase. Filout(5...0): segnale di uscita del filtro, numero binario positivo espresso su 6 bit. Tale segnale è disponibile per poter visualizzare la caratteristica a farfalla del PLL: collegando un convertitore D/A a questi piedini è possibile pilotare il canale Y di un oscilloscopio con il segnale analogico corrispondente alla configurazione digitale in ingresso all NCO. Clk: segnale di clock presente sulla scheda UP1, f clk =25.175MHz; tale segnale viene utilizzato come riferimento per tutte le funzioni svolte dal dispositivo. 29

30 Internamente, il PLL è costituito dai due blocchi funzionali riportati nella figura seguente: Clk Vin Demodulatore di fase e filtro NCO Vout Filout(5..0) Il circuito in entrambi i casi è basato su di un oscillatore controllato numericamente ed un blocco che ha funzioni di demodulatore di fase e di filtro numerico. I due casi si differenziano nella realizzazione del demodulatore. Oscillatore a controllo numerico L oscillatore a controllo numerico emula le funzioni del VCO nei PLL tradizionali. Lo scopo è di avere un segnale di uscita la cui frequenza dipende dal valore presente sull ingresso. Il modo più semplice di realizzare tale funzione è di costruire un divisore di frequenza programmabile, il cui modulo dipende dal numero di ingresso. Le specifiche richiedono una variazione di frequenza di circa un ottava, perciò il valore finale di conteggio deve poter variare da un valore minimo N ad un massimo pari a 2N. Il numero di bit da utilizzare come ingresso al divisore è un compromesso tra diversi fattori, tra cui: complessità del circuito, campo di frequenza e valore dell incremento elementare di frequenza in uscita, risoluzione del demodulatore di fase e corrispondente rumore di fase dovuto alla quantizzazione. Un buon compromesso tra questi fattori può consistere nell utilizzare un numero a sei bit come ingresso dell NCO (segnale Filout nello schema a blocchi). In questo caso l ingresso può variare da 0 a 63 e la frequenza di uscita deve cambiare di un ottava. Allora il divisore programmabile può essere realizzato con un contatore a sette bit dotato di reset sincrono. Il reset viene attivato quando sull uscita del contatore è presente la configurazione 64+Filout. In corrispondenza dell attivazione del reset il contatore genera un impulso in uscita di durata pari ad un periodo di clock (pgcout). La frequenza di pgcout varia da un minimo di 196.7kHz (Filout=128) ad un massimo 387.3kHz (Filout=0). Il segnale pgcout è mandato in ingresso ad un ulteriore contatore modulo 64 (div64), per ottenere il campo di frequenza richiesto per il segnale Vout, che è costituito dal bit più significativo di uscita di questo contatore. Nella descrizione del demodulatore verrà anche utilizzato il segnale di fine conteggio di questo contatore, chiamato EOC. La transcaratteristica tra numero di ingresso e frequenza presente su Vout è riportata nella figura seguente. 30

31 Caratteristica NCO Frequenza Vout Filout E evidente che l NCO non è lineare, la caratteristica è infatti iperbolica ed inoltre è invertente. Questo influenzerà anche la forma della caratteristica a farfalla. Il segno è importante per verificare la stabilità nel caso di demodulatore tipo fase/frequenza. Demodulatore a EX-OR Il primo tipo di PLL da realizzare è basato su di un blocco demodulatore di fase/filtro costruito in modo da emulare il demodulatore di fase ad EX-OR seguito da un filtro che estrae il valor medio dal segnale di uscita. In questo caso il filtro accumula l uscita dell EX-OR su di un periodo del segnale Vout e genera un numero proporzionale alla porzione di periodo per cui i due segnali Vin e Vout sono diversi. Il demodulatore è costituito dai seguenti blocchi funzionali: Sincronizzatore di ingresso per Vin: non è altro che un registro a scorrimento a due bit il cui ingresso è collegato a Vin, con segnale di clock clk, il cui scopo è eliminare la possibilità di stati metastabili dovuti al fatto che questo segnale non è sincorno con il PLL. L uscita di questo circuito è il segnale Vinsync. Accumulatore di fase: è un contatore a sei bit, con clock clk, che è abilitato a contare solo quando pgcout è attivo e contemporaneamente Vinsync EX-OR Vout vale 1. Questo contatore è azzerato in modo sincrono ogni volta che EOC e pgcout sono contemporaneamente attivi. In questo modo, dato che EOC si attiva una volta ogni 64 cicli in cui pgcout è attivo, subito prima dell azzeramento è disponibile sulle uscite un numero compreso tra 0 e 63, proporzionale allo sfasamento tra i segnali Vin e Vout. 31

32 Registro di uscita: è un registro a sei bit che campiona le uscite dell accumulatore di fase immediatamente prima dell azzeramento e le mantiene costanti per il ciclo successivo di Vout. Le uscite del registro costituiscono il segnale Filout che comanda la variazione di frequenza dell NCO. Sarebbe possibile inserire tra l uscita del registro e l ingresso dell NCO un ulteriore blocco con funzioni di filtro passa-basso per modificare l ampiezza della banda di cattura del PLL. Questo filtro normalmente viene realizzato mediante una struttura FIR. Tuttavia i coefficienti del filtro devono essere calcolati con cura e occorre valutare attentamente gli effetti dovuti alle approssimazioni numeriche introdotte lavorando su grandezze espresse con pochi bit. Inoltre, i filtri FIR sono generalmente realizzati con dei moltiplicatori che richiedono un grosso numero di celle dell FPGA. Di conseguenza si è deciso di non inserire tale filtro in questo progetto. Il fatto di mantenere costante il valore di Filout per un periodo di Vout introduce in ogni caso un effetto filtrante, riscontrabile dall esame della caratteristica a farfalla del PLL. Demodulatore fase/frequenza Il secondo PLL da realizzare differisce dal primo nel demodulatore. In questo caso il demodulatore cerca di mantenere la posizione della transizione basso-alto del segnale di ingresso coincidente con quella del segnale di uscita. Lo schema a blocchi è delineato nella figura seguente: Vin Clk Sincronizzatore Vinsync Div64 Pgcout Rilevatore di transizione Clk Inedge EOC Phaseout Rilevatore di transizioni multiple Noedge Moreedges Calcolatore di fase/frequenza Filout Pgcout Clk EOC Pgcout Clk I blocchi della figura hanno la seguente funzione: Sincronizzatore di ingresso per Vin: questo blocco è identico all analogo descritto per il caso precedente. Produce in uscita il segnale Vinsync. Rilevatore di transizione L->H del segnale Vinsync: è un blocco sincrono con clk abilitato dal segnale pgcout, che confronta il valore del segnale Vinsync con quello campionato nel ciclo precedente. Nel caso in cui il valore rilevato sia alto e quello memorizzato sia basso, il valore corrente del contatore div64 viene memorizzato in un registro. Questo blocco genera in uscita due segnali: phaseout, uscita del registro (campo di valori possibili: [0 63]), e inedge, attivo per un periodo di pgcout ogni volta che viene memorizzato un nuovo valore in phaseout. 32