Cap. III - Convertitori statici.

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1 Cap. III - Convertitori statici. L. Taponecco - Appunti di Meccatronica III-1. Componenti elettronici di potenza. L'energia elettrica è, come è noto, disponibile quasi esclusivamente sotto forma di corrente alternata trifase a tensione e frequenza fisse. Attualmente però, in un sempre più elevato numero di applicazioni sia industriali che civili, si richiedono alimentazioni flessibili in corrente alternata o in corrente continua, poiché per il controllo del moto dei motori è necessario poter variare la tensione e/o la frequenza di alimentazione. Questo problema si risolve inserendo tra rete di alimentazione e motore dei particolari dispositivi, noti come convertitori statici in quanto privi di organi in movimento, la cui notevole attuale diffusione è dovuta alla loro economicità, flessibilità di impiego, affidabilità ed elevato rendimento. Alla base dello sviluppo dei convertitori statici sta, oltre l'adozione di tecniche di controllo sempre più sofisticate, l'evoluzione tecnologica dei vari componenti elettronici di potenza che li costituiscono, sempre più potenti, veloci ed economici. Tali componenti: diodi, tiristori e transistori sono degli interruttori elettronici unidirezionali, che possono assumere i seguenti due stati: stato di conduzione e stato di interdizione, e che nello stato di conduzione consentono alla corrente di circolare in un unico verso. Nello studio dei convertitori statici assumeremo per semplicità di analisi che gli interruttori elettronici siano equivalenti nello stato di conduzione ad un interruttore unidirezionale chiuso con resistenza nulla e in quello di interdizione ad un interruttore aperto con resistenza infinita e che il passaggio da uno stato all'altro sia istantaneo. Le suddette assunzioni semplificative di caduta di tensione nulla nella fase di conduzione, di corrente inversa nulla nella fase di interdizione e di commutazioni istantanee, anche se relative ad un comportamento ideale, ci consentono di comprendere facilmente a livello macroscopico il funzionamento dei differenti convertitori statici. Il diodo (fig. III-1) è un dispositivo con due elettrodi (anodo e catodo) assimilabile ad un interruttore ideale comandato dalla tensione che lo alimenta; è cioè un semiconduttore non controllato che passa automaticamente dallo stato di interdizione a quello di conduzione non appena assume lo stato di polarizzazione positiva (cioè anodo a potenziale maggiore del catodo) e ritorna allo stato di interdizione non appena la corrente che lo attraversa si annulla. Quindi un diodo, inserito in un circuito costituito da un generatore di tensione sinusoidale e da un carico, conduce: -nel caso di carico resistivo solo durante il semiperiodo in cui la tensione di alimentazione è positiva (fig. III-2a) e la corrente che lo attraversa ha lo stesso andamento temporale della tensione; 101

2 -nel caso di carico omhico-induttivo non solo durante il semiperiodo in cui la tensione di alimentazione è positiva ma, grazie all'energia immagazzinata nell'induttanza, anche quando la tensione si inverte fino a che la corrente non si annulla (fig. III-2b). Fig. III-1 Fig. III-2a a) b) Fig. III-2b Il termine tiristore indica in generale una famiglia di dispositivi a semiconduttori (SCR, Triac, GTO, IGCT) che, a seguito di un impulso di corrente inviato ad un elettrodo di controllo detto gate possono passare dallo stato di interdizione a quello di conduzione. Più propriamente con il termine tiristore è indicato un dispositivo costituente un diodo controllato da cui la sigla SCR (silicon controlled rectifier). Fig. III-3 L'SCR (fig. III-3) oltre ai due elettrodi principali del diodo (anodo e catodo) ha un terzo elettrodo ausiliario (gate), la cui funzione è di controllare l'istante di passaggio dallo stato di interdizione a quello di conduzione. Esso infatti quando è polarizzato positivamente non passa dallo stato off a quello on automaticamente come il diodo ma solo se si invia al gate un impulso di corrente (la cui entità varia da alcuni milliampere a centinaia di milliampere). La variabile di controllo è quindi l'angolo di innesco α, che rappresenta l'angolo elettrico di cui l'accensione dell'scr è ritardata, a partire dall'istante in cui il componente, essendo polarizzato direttamente, potrebbe entrare in conduzione. 102

3 Una volta che l'impulso di corrente inviato al gate ha portato l'scr in stato di conduzione, tale situazione rimane inalterata, come nel caso del diodo, finché la corrente che attraversa l'scr non si annulla. Nelle figure III-4a e III-4b sono mostrati i differenti andamenti della corrente e della tensione nel caso di carico resistivo e di carico omhico-induttivo. Fig. III-4a Fig. III-4b Nel circuito di figura III-5a è stato inserito un diodo (di libera circolazione) ai capi di un carico omhico-induttivo alimentato tramite un SCR. La presenza di tale diodo determina l'immediato passaggio dallo stato di conduzione a quello di interdizione dell'scr non appena la polarità della tensione anodo-catodo si inverte (fig. III-5b), con conseguente miglioramento del fattore di potenza di ingresso. Fig. III-5a Fig. III-5b Il triac è un tiristore bidirezionale che può bloccare o lasciare passare la corrente in entrambe le direzioni (fig. III-6); esso svolge cioè una funzione analoga a quella di due tiristori collegati in antiparallelo. Anch'esso quindi consente di controllare solo l'istante di passaggio dello stato off a quello on della corrente inviando al gate un opportuno impulso di corrente. Fig. III-6 103

4 In figura III-7 sono riportati gli andamenti di tensione e corrente nel caso di carico resistivo e di carico induttivo. Fig. III-7 Il GTO (gate turn-off thyristor - fig. III-8) è uno speciale tipo di tiristore che, rispetto ai tiristori normali, presenta il vantaggio di poter controllare tramite gate sia l'istante di passaggio dallo stato off a quello on sia l'istante di passaggio inverso dallo stato on a quello off. La necessità di circuiti di controllo della corrente (in quanto è controllato in corrente) e di grandi snubber (per assicurare lo spegnimento senza guasti distruttivi) comporta alti costi. Fig. III-8 L'IGCT (Integrated Gate-Commutated Tyristor) è un tiristore che ha la struttura del GTO ma costa meno, è più affidabile, ha minori perdite di conduzione e sopporta più elevati dv/dt per cui non richiede la presenza di snubber; esso viene utilizzato nel campo delle alte potenze come alternativa al GTO. Come il GTO è ottimizzato per basse perdite di conduzione, ma, in relazione ai tempi di transizione dallo stato on allo stato off molto più rapidi, l'igct può funzionare a frequenze molto più elevate (diecine di khz). Però, dato che il massimo valore della frequenza è limitato dalle perdite termiche, a causa delle alte perdite di commutazione, tali elevati valori di frequenza sono possibili solo per molto brevi periodi di tempo e pertanto la tipica frequenza dell'igct è attorno ai 500 Hertz. L'MCT (MOS Controlled Tyristor) ha un funzionamento simile al GTO, ma non richiede un circuito di controllo così complesso. 104

5 I transistori (BJT, MOSFET, IGBT) sono dispositivi controllati sia in chiusura che in apertura, che hanno tre terminali: collettore, emettitore e base. I tipi più utilizzati sono: - i BJT (bipolar junction transistor - fig. III-9a) agiscono come tasti chiusi o aperti a seconda che ci sia o no una elevata corrente di base; sono i transistori meno costosi, ma a causa della relativamente complessa circuiteria di comando, del fatto che sono controllati in corrente, del non trascurabile consumo di potenza del circuito di pilotaggio, in quanto la corrente di base è dell'ordine di qualche ampere, e della minore frequenza di commutazione sono stati rimpiazzati da MOSFET e IGBT; - i MOSFET (metal-oxide semiconductor field-effect transistor - fig. III-9b) rispetto ai BJT presentano i seguenti vantaggi: potenza di comando praticamente nulla, in quanto sono controllati in tensione, circuiti di comando più semplici e più efficienti, frequenze di commutazione più alte (>100kHz) ma limitatamente ad applicazioni di bassa potenza (alcuni kva) e perdite di commutazione molto minori; le perdite di conduzione sono però molto maggiori; - gli IGBT (insulated-gate bipolar transistor - fig. III-9c), se si esclude il campo di potenze oltre il MVA, l'igbt è attualmente il principale componente di quasi tutti i convertitori statici di potenza che trovano impiego in applicazione quali: azionamenti da qualche centinaio di VA a diverse centinaia di kva, UPS per utenze privilegiate, alimentatori stabilizzati, alimentazione di lampade fluorescenti, ecc.; essi sono dispositivi ibridi che consentono di trattare elevate correnti con basse perdite di conduzione come i BJT, presentano facilità di controllo e basse perdite di commutazione come i MOSFET richiedono, essendo controllati in tensione, poca potenza di comando e possono resistere a tensioni inverse come i GTO. Gli IGBT passano dallo stato di interdizione a quello di conduzione applicando una tensione continua positiva al loro gate e ritornano allo stato di interdizione rimuovendola; durante lo stato off la tensione di gate viene normalmente mantenuta ad un piccolo valore negativo per impedire che passi allo stato on. Fig. III-9a Fig. III-9b Fig. III-9c 105

6 In figura III-10 sono fornite alcune indicazioni di massima per quanto riguarda la scelta tra MOSFET e IGBT. Fig. III-10 Nella tabelle III-1 III-2 e nelle figure III-11a e III-11b sono riassunte alcune delle principali caratteristiche e tipiche applicazioni dei semiconduttori. Tab. III-1 ideale SCR GTO BJT MOSFET IGBT perdite basse basse alte alte molto alte basse pilotaggio semplice molto complesso complesso medio molto semplice semplice frequenza alta bassa bassa alta 5kHz molto alta>100khz alta 10kHz corrente alta alta alta media molto bassa medio-alta tensione alta alta alta media molto bassa media Pmax alta 30MVA 5MVA 100kVA 5 kva 500kVA Tab. III-2 106

7 Fig. III-11a Fig. III-11b 107

8 Utilizzando i suddetti semiconduttori è possibile realizzare varie tipologie di convertitori statici che ci permettono di controllare il moto dei motori elettrici, attraverso la trasformazione della generica rete rigida di alimentazione disponibile in una opportuna rete flessibile. Il tipo di convertitore usato dipende dal tipo di alimentazione disponibile e dalle caratteristiche del motore e della macchina operatrice azionata (tipo di dinamica, quadranti del piano C-Ω in cui deve poter funzionare, ecc.). In particolare: - per il controllo dei motori in corrente continua, passo-passo e SR si utilizzano convertitori statici (raddrizzatori, chopper, circuiti di pilotaggio, inverter asimmetrici) in grado di fornire tensioni periodiche a valore medio regolabile; - per il controllo dei motori asincroni, sincroni e brushless si utilizzano convertitori statici (inverter e parzializzatori di tensione) in grado di fornire sistemi trifasi di tensioni alternate di cui si può controllare il valore efficace e/o la frequenza della fondamentale e l'ordine delle armoniche. 108

9 III-2. Raddrizzatori. I raddrizzatori più comuni sono quelli a ponte (fig. III-12) in versione monofase o trifase; questi ultimi, pur essendo più costosi, sono più diffusi in quanto presentano ondulazione di tensione e contenuto armonico di corrente molto più piccoli. Essi possono essere costituiti: da soli diodi (raddrizzatori non controllati); da diodi e SCR (raddrizzatori semicontrollati), sono semplici e poco costosi ma possono operare in un solo quadrante poiché non consentono l'inversione né della tensione né della corrente (casi tipici di utilizzazione si hanno negli azionamenti per ventilatori e per pompe); o da soli SCR (raddrizzatori totalcontrollati), sono più complessi e costosi ma possono funzionare in due quadranti in quanto consentono l'inversione della tensione. Per ottenere il funzionamento in tutti e quattro i quadranti si devono utilizzare due raddrizzatori totalcontrollati connessi in antiparallelo. Fig. III

10 Nei raddrizzatori a ponte trifasi ad ogni istante solo due dei sei elementi (diodi o SCR) conducono: uno del gruppo inferiore ed uno del gruppo superiore, purché non appartenenti alla stessa gamba. L'elemento conducente del gruppo superiore (inferiore) é quello connesso alla tensione di alimentazione più positiva (negativa): sempre se si tratta di diodi, solo dopo che é stato inviato un impulso di accensione al suo gate se si tratta di SCR. In un periodo si verificano quindi sei commutazioni alternativamente nella parte superiore e in quella inferiore del ponte. Pertanto nel caso del ponte trifase totalcontrollato di figura III-13 la tensione ai morsetti di uscita (V 0 ) é uguale alla differenza tra il potenziale (e an, e bn, e cn ) di quello tra i punti a-b-c connesso alla tensione di alimentazione più positiva e il potenziale di quello tra i punti a-b-c connesso alla tensione di alimentazione più negativa. Ciascuno di tali potenziali, nel caso di funzionamento ideale, é costituito quindi da una successione di settori di sinusoide delle tensioni di rete, in relazione agli elementi in conduzione e quindi anche all'angolo di ritardo all'accensione α, misurato a partire dall'intersezione tra due tensioni positive o negative. la successione degli SCR in conduzione può essere: T 1 T 6 - T 1 T 2 - T 3 T 2 - T 3 T 4 - T 5 T 4 - T 5 T 6 - T 1 T 6 oppure: T 1 T 6 T 5 T 6 T 5 T 4 - T 3 T 4 T 3 T 2 T 1 T 2 - T 1 T 6. Fig. III-13 Nel caso in cui il raddrizzatore a ponte trifase totalcontrollato alimenti un carico puramente resistivo sono riportati a titolo di esempio: - in figura III-14a: le tensioni di fase (e an, e bn, e cn ) e di linea (e ab, e bc, e ca ) in ingresso, la tensione e la corrente in uscita e la corrente in ingresso nel caso di α=0 (andamenti uguali a quelli relativi al caso di un raddrizzatore a ponte trifase non controllato); - in figura III-14b i circuiti di conduzione per 30 ωt 90 (a), 90 ωt 150 (b), 210 ωt 270 (c), 270 ωt 330 (d); - in figura III-14c gli andamenti delle tensioni di linea in ingresso (a) e delle correnti in ingresso per α=0 (b), α=30 (c), α=60 (d). - in figura III-14d gli andamenti delle tensioni in uscita per i seguenti valori dell'angolo di ritardo α: 0, 30, 60, 90, 120, 150,

11 Fig. III-14a Fig. III-14b Fig. III-14c Fig. III-14d 111

12 III-3. Chopper. I raddrizzatori controllati, cioè i convertitori statici a commutazione naturale, non sono utilizzabili nel caso in cui la rete di alimentazione disponibile sia in corrente continua (azionamenti per ferrovie, metropolitane, tranvie, veicoli a batteria), e quando (con alimentazione in corrente alternata) si desidera realizzare un azionamento ad alta dinamica (robot, azionamenti per macchine utensili, ecc.). In tali casi si devono necessariamente utilizzare convertitori a commutazione forzata, cioè chopper a transistori o a tiristori. I chopper a transistori consentono elevate frequenze di commutazione (5-20 khz), ottima risposta dinamica del sistema e limitato declassamento del motore. Tali chopper sono largamente utilizzati nella struttura a ponte per gli azionamenti di potenza medio-piccola funzionanti in tutti e quattro i quadranti del piano C-Ω. I chopper a tiristori invece consentono elevate potenze di commutazione ma comportano complicazioni nel circuito di potenza e in quello di controllo e basse frequenze di commutazione (0,1-1 khz). III-3a. Chopper a transistori. In figura III-18a è riportata una rappresentazione semplificata di un chopper a ponte a transistori, la cui tensione di ingresso è fornita da una rete trifase tramite un raddrizzatore a ponte trifase non controllato e la cui tensione di uscita è applicata al circuito di armatura di un motore a corrente continua. Fig. III-18a Fig. III-18b Dei quattro tasti di tale chopper, ognuno costituito da un transistore con un diodo in antiparallelo, solo due sono attivi contemporaneamente: T 1 T 1 ' oppure T 2 T 2 '. Inoltre i due transistori di ogni gamba del ponte, che hanno un funzionamento complementare, se attivati allo stesso istante potrebbero trovarsi entrambi per un breve periodo nello stato di conduzione, con conseguente corto circuito. Per evitare ciò, un opportuno piccolo ritardo temporale (tempo morto) deve essere previsto tra l'istante in cui avviene il passaggio dallo stato di conduzione a quello di interdizione di un transistore e l'istante in cui avviene il passaggio inverso dell'altro transistore presente sulla stessa gamba del ponte (fig. III-18b). 112

13 Analizziamo il funzionamento a regime stazionario di tale azionamento nel caso di strategia di commutazione unipolare. a) Primo quadrante (macchina in corrente continua funzionante da motore). - Quando entrambi i transistori T 1 e T 1 ' sono nello stato di conduzione la corrente ha un andamento crescente e l'energia elettrica fornita dalla rete di alimentazione viene in parte trasformata in energia meccanica, in parte immagazzinata nel campo magnetico del motore e in parte dissipata. Quando uno dei due viene portato nello stato di interdizione la corrente si richiude attraverso il diodo in antiparallelo al transistore disposto sulla stessa gamba a cui appartiene quello che è stato portato nello stato di interdizione, ne consegue l'annullamento della tensione ai morsetti di uscita del chopper e quindi un andamento decrescente della corrente e l'energia immagazzinata nel campo magnetico del motore in parte si trasforma in energia meccanica e in parte viene dissipata. b) Quarto quadrante (macchina in corrente continua funzionante da freno). - Se durante il funzionamento da motore, attraverso una modifica del duty-cycle dei transistori, si diminuisce bruscamente il valore della tensione ai morsetti di uscita del chopper in modo da realizzare la condizione V a <E, la corrente si inverte e la macchina funziona da freno fino a che la velocità non si riduce ad un valore tale da ripristinare la condizione V a >E. Se entrambi i transistori T 1 e T 1 ' sono nello stato di interdizione la corrente, generata a spese dell'energia elettrica immagazzinata nell'induttanza del motore e dell'energia cinetica immagazzinata nelle parti in movimento, fluisce nel condensatore attraverso D 1 e D 1 ' e ha un andamento decrescente. Quando uno dei due transistori (T 1 ) passa allo stato di conduzione la corrente si richiude attraverso l'altro transistore posto sulla stessa gamba (T 2 ) e il 113

14 diodo D 1 ', ne consegue l'annullamento della tensione ai morsetti di uscita del chopper e quindi un andamento crescente della corrente, generato dall'energia cinetica immagazzinata negli organi in movimento. c) e d) Secondo e terzo quadrante. - Sono analoghi ai due casi precedenti, però essendo attivi T2 e T 2 ', la tensione e la corrente hanno verso opposto (fig. III-19a e III-19b). Fig. III-19a Fig. III-19b Quando, a seguito di una decelerazione o di un movimento verticale del carico verso il basso, si verifica una inversione del flusso di energia l'energia cinetica delle masse in movimento o quella potenziale dei carichi sollevati si trasforma in energia elettrica e può essere in parte recuperata nella rete di alimentazione. Se la rete di alimentazione disponibile è in corrente alternata, spesso il sistema di conversione (come ad esempio nel caso di fig. III-18a) è tale da non consentire il recupero in rete dell'energia. In tali casi l'energia deve venire dissipata sotto forma termica in una idonea resistenza di frenatura, posta a monte del chopper in parallelo al condensatore di spianamento. Le più semplici topologie di chopper a transistori sono: Buck converter (convertitore riduttore - fig.iv-20a). La tensione di uscita presenta una ondulazione alla frequenza di commutazione che si sovrappone alla componente continua; la corrente in ingresso pulsa tra un valore massimo e zero. La variazione brusca dell'energia di ingresso comporta problemi di compatibilità elettromagnetica e richiede quindi la presenza di un filtro in ingresso, ciò costituisce un limite all'aumento della frequenza di commutazione per convertitori di alta potenza; in quanto i filtri di ingresso sono ingombranti e costosi. Boost converter (convertitore elevatore - fig.iv-20b). Un suo difetto è la notevole ondulazione della corrente in uscita, dovuta al fatto che durante il tempo di carica dell'induttore tutta la corrente di uscita è fornita dalla capacità. Buck-Boost converter (fig.iv-20c). Consente di elevare o ridure la tensione di uscita rispetto a quella di ingresso; comporta però l'introduzione di correnti pulsanti in ingresso e in uscita. Cuk converter (fig.iv-20d). I vantaggi di questa configurazione sono: -capacità intrinseca di funzionare con correnti e tensioni costanti sia in ingresso che in uscita come un vero e proprio trasformatore cc-cc; -non necessita di filtri di ingresso addizionali per i problemi legati all'emi in quanto le correnti di ingresso non sono pulsanti; -rendimento molto più elevato; -circuteria di comando non complessa in quanto è presente un solo commutatore; -pesi e dimensioni ridotte. 114

15 a) b) c) d) Fig. IV

16 III-3b. Chopper a tiristori. In figura III-21 è rappresentato un chopper a tiristori ad un quadrante che alimenta un motore in corrente continua ad eccitazione serie, tipicamente impiegato nella trazione. Analizziamone il funzionamento a regime stazionario (fig. III-22). Fig. III-21 Passaggio da off a on del tiristore principale T 1 (da gate). Prima dell'accensione di T 1 il condensatore C é caricato positivamente e la corrente del motore i a si richiude attraverso il diodo di libera circolazione D 1. L'accensione di T 1 provoca: la scarica del condensatore, l'aumento di i a e la diminuzione della corrente circolante nel diodo di ricircolo D 1 fino al suo annullamento. Il transitorio di tipo oscillatorio nel circuito di commutazione é interrotto da D 2 quando la corrente cerca di cambiare senso e pertanto il condensatore resta caricato negativamente. Passaggio da on a off del tiristore principale T 1 (annullando la corrente che lo attraversa). L'accensione da gate del tiristore ausiliario T 2 fa sì che il condensatore, ora caricato negativamente, si scarichi attraverso T 1 e T 2. Quando la corrente si annulla il tiristore principale T 1 passa allo stato off e la corrente i a si trasferisce al tiristore ausiliario; allo stesso tempo il condensatore inizia ad invertire la sua carica e inizia a circolare una corrente attraverso il diodo di ricircolo D 1. Quando la tensione ai capi di T 1 ridiventa positiva il ripristino della barriera interna di blocco deve essere stato completato. Quando il condensatore ha invertito completamente la sua carica la corrente che lo attraversa si annulla e T 2 ritorna nella condizione di blocco; tutta la corrente del motore si richiude quindi attraverso D 1. Fondamentale per il funzionamento del chopper a tiristori é quindi che la tensione alternata ai capi del condensatore di commutazione sia di ampiezza tale da assicurare l'applicazione ai morsetti del tiristore principale di una tensione di polarizzazione negativa per un tempo tale da consentire il ripristino completo della barriera interna di blocco del tiristore; in caso contrario T1 si riaccende e si perde il controllo del chopper. Pertanto la frequenza di funzionamento di tale chopper è limitata dai tempi necessari per l'inversione di carica del condensatore da +V a V e da V a +V e varia in genere tra 100 e Hz. 116

17 Fig. III

18 III-4. Circuiti base di controllo del moto dei motori passo-passo. Analizziamo struttura e caratteristiche funzionali dei convertitori statici utilizzati per il controllo del moto dei motori passo-passo a magneti permanenti e ibridi, nel caso più comune di motori bifasi con due fasi alimentate contemporaneamente. Il compito dei circuiti di pilotaggio nel caso di motori con configurazione sia bipolare che unipolare è far sì che la corrente ad ogni commutazione raggiunga il valore di regime nel più breve tempo possibile. Nel caso di motori con configurazione bipolare il circuito base di comando è un doppio ponte ad H che consente l'inversione del flusso della corrente in entrambe le fasi del motore, ciascuna delle quali è collegata ai quattro transistori (in genere MOSFET) di uno dei due ponti e non ha alcun punto in comune con l'altra (fig. III- 23). In antiparallelo ad ogni MOSFET è disposto un diodo di protezione che deve avere una velocità di commutazione paragonabile a quella del MOSFET e deve essere adeguatamente dimensionato in modo da evitare possibili danni ai MOSFET e a se stesso, causati dalle punte di tensione prodotte dall'annullamento del campo magnetico attorno a ciascun avvolgimento negli istanti in cui la corrente è rimossa. Fig. III-23 Per far circolare corrente in una delle due fasi è necessario portare nello stato di conduzione due MOSFET diagonali del relativo ponte; per invertire la direzione della corrente si devono disattivare i suddetti due MOSFET e quindi attivare gli altri due (fig. III-24). In modo analogo si procede per l'altra fase. Nel presente caso di due fasi alimentate contemporaneamente il passaggio da una configurazione alla successiva si verifica invertendo alternativamente il senso della corrente in una delle due fasi. Nel caso in cui i MOSFET abbiano i diodi in antiparallelo integrati e tali diodi siano in grado di condurre tutta la corrente del motore, i diodi addizionali mostrati in figura III-23 possono essere omessi. Per passare (fig. III-24) da una generica configurazione (ad esempio AB) a quella successiva (AB*) é necessario invertire il senso della corrente in una fase (B) nel più breve tempo possibile, interdicendo i due transistori attivi del relativo ponte (T 5 e T 8 ) e mandando quindi in conduzione gli altri due (T 6 e T 7 ). 118

19 Successive configurazioni Es. andamento corrente 1) Q 1 -Q 4 on 2) Q 3 -Q 4 on 3) Q2-Q 3 on. Fig. III-24 Esaminiamo ora il convertitore statico (fig. III-25) utilizzato nel caso di motori con configurazione unipolare, in cui ogni fase é sdoppiata in due bobine, ciascuna di sezione metà di quelle utilizzate nel caso di configurazione bipolare, avvolte strettamente assieme sullo stesso circuito magnetico in modo da minimizzare i flussi dispersi e collegate in senso opposto in modo da invertire le polarità dello statore quando si commuta l'alimentazione tra di esse e il flusso della corrente dal circuito di 119

20 pilotaggio alle bobine non si inverte mai. In tale caso per passare da una configurazione alla successiva il dispositivo di comando, invece di invertire la corrente alternativamente in ciascuna fase, annulla la corrente in una delle due bobine di una fase e la fa fluire in direzione opposta nell'altra bobina della stessa fase. Essendo le due bobine concatenate con lo stesso flusso, la corrente in una di esse può presentare nel transitorio di commutazione una variazione a gradino purché la corrente nell'altra vari in modo equivalente ed opposto in modo che la somma delle due correnti e quindi il flusso magnetico non presenti alcun gradino, secondo il principio di continuità del flusso. 120

21 Fig. III-25 Il circuito di pilotaggio unipolare richiede un numero di transistori e diodi dimezzato rispetto al circuito di pilotaggio bipolare (fig. III-26) e quindi i relativi circuiti di potenza e controllo sono più semplici e meno costosi. Per applicazioni ad elevate prestazioni si utilizza il pilotaggio bipolare; in quanto i motori, a parità di dimensioni, sviluppano approssimativamente il 40% di coppia in più di un equivalente motore con pilotaggio unipolare. Fig. III-26 I motori passo-passo presentano in genere otto morsetti, in quanto per una maggiore flessibilità funzionale ognuna delle due fasi del motore è divisa in due bobine, che possono essere connesse in serie o in parallelo nel caso di pilotaggio bipolare, in serie con una presa centrale nel caso di pilotaggio unipolare. Il controllo con una sola fase attiva per volta (fig. III-27a) è il più semplice, quello con due fasi attive contemporaneamente (fig. III-27b) sviluppa il 41.4% in più di coppia; infine quello in modalità semipasso (combinazione dei due precedenti - fig. III-27c) raddoppia la risoluzione. Fig. VIII-27a Fig. VIII-27b Fig. VIII-27c In figura III-28 è rappresentato il circuito base per il controllo del moto di un motore passo-passo a riluttanza variabile. I diodi in antiparallelo alle tre fasi devono essere adeguatamente dimensionati per protegge i MOSFET dalle punte di tensione che si producono quando si interrompe l'alimentazione di una fase. 121

22 Fig. III

23 III-5. Convertitore per motori a riluttanza commutata. Il motore a riluttanza commutata per poter funzionare ha necessariamente bisogno di un particolare convertitore costituito da uno stadio di ingresso (batteria o più comunemente raddrizzatore), un filtro capacitivo intermedio e uno stadio di uscita, controllato in corrente, costituito da tante gambe quante sono le fasi del motore (3 in fig. III-29a). Sono inoltre necessari due sensori per rilevare la posizione dell'albero rotorico e la corrente di fase ed un sistema di controllo, che, in base ai segnali fornitigli dai sensori di corrente e di posizione, determina gli istanti di commutazione dei tasti del convertitore e controlla quindi la corrente di alimentazione del motore in modo da consentirgli di produrre la coppia richiesta e quindi regolarne la velocità. Fig. III-29a Il segnale di retroazione della posizione del rotore, che consente di sincronizzare il controllo con il movimento del rotore, può essere fornito da un sensore calettato sull'asse del motore, o può essere decodificato mediante un opportuno algoritmo di stima in modo da permettere un funzionamento sensorless; in questo secondo caso è necessario rilevare alcuni parametri e grandezze del motore e disporre di una elevata potenzialità computazionale. Tra le differenti tipologie di convertitori sviluppate la più semplice è costituita dall'inverter asimmetrico in cui ogni fase è comandabile separatamente mediante due transistori. In figura III-29b è rappresentato un inverter asimmetrico che alimenta un motore a riluttanza commutata con tre fasi. Tre sono le modalità di funzionamento dall'inverter asimmetrico: - magnetizzazione; in tale modalità di funzionamento, che si verifica quando entrambi i transistori di una gamba del convertitore sono nello stato di conduzione, la corrente nella relativa fase aumenta rapidamente e il flusso di energia è diretto dalla rete di alimentazione, attraverso il bus DC, al motore; - libera circolazione; in tale modalità di funzionamento, che si verifica a seguito del passaggio dallo stato di conduzione a quello di interdizione di uno dei due transistori 123

24 di una gamba, la corrente continua a circolare nella stessa fase passando nell'altro transistore e in uno dei due diodi di libera circolazione e diminuisce lentamente in quanto l'avvolgimento non è più alimentato; in questa fase non c'è scambio energetico tra bus DC e motore; - smagnetizzazione; in tale modalità di funzionamento, che si verifica a seguito del passaggio dallo stato di conduzione a quello di interdizione di entrambi i transistori di una gamba, la corrente continua a circolare nella stessa fase passando nei due diodi di libera circolazione e diminuisce rapidamente; in questa fase il flusso di energia è diretto dal motore verso il bus DC e carica il condensatore. Fig. III-29b L'inverter di Miller (fig. III-29c), che deriva dal precedente sostituendo ai tre transistori superiori ed ai tre diodi inferiori un unico transistore (QA) e un unico diodo (DA), comporta una riduzione del numero dei dispositivi di potenza e dei cavi di collegamento al motore e presenta fasi di funzionamento analoghe, non permette però il controllo totalmente disaccoppiato delle fasi. Fig. III-29c I convertitori dei motori SR rispetto ai convertitori dei motori asincroni e brushless presentano, come vedremo, alcuni vantaggi: - a parità di numero di fasi possono essere realizzati con un numero di transistori inferiore, in quanto la loro coppia è indipendente dalla polarità della corrente; sono state sviluppate infatti tipologie di convertitori con q, q+1, 1,5q e 2q transistori (con q numero di fasi); - nel caso in cui entrambi i transistori di una gamba vengano per qualche motivo a trovarsi contemporaneamente nello stato di conduzione, essendo tali transistori, nei convertitori dei motori SR, in serie ad una fase, la relativa induttanza può ritardare la crescita della corrente di un tempo sufficiente per consentire ai dispositivi di protezione di intervenire, evitando danni irreparabili. 124

25 III-6. Inverter. Il controllo del moto dei motori in corrente alternata trifasi (asincroni, sincroni, brushless) avviene generalmente utilizzando convertitori statici di frequenza a due stadi che operano una duplice conversione passando per uno stadio intermedio a tensione/corrente continua (fig. III-30). Il convertitore lato rete (raddrizzatore) ha il compito di raddrizzare ed eventualmente regolare la tensione o la corrente della rete di alimentazione, quello lato motore (inverter) ha invece il compito di invertirle regolando la frequenza ed eventualmente l'ampiezza della fondamentale della tensione/corrente alternata in uscita. a) b) c) Fig. III-30 Il convertitore lato rete è un raddrizzatore a ponte trifase non controllato nelle configurazioni b e c di figura III-30, controllato nelle configurazioni a e d. Il raddrizzatore controllato, poiché presenta un basso fattore di potenza di ingresso nel caso di basse tensioni di uscita e a causa dell'elevata ampiezza delle armoniche di basso ordine nella tensione di uscita, richiede un filtro di notevoli dimensioni con conseguenti maggiori costi e peggiore risposta dinamica. d) 125

26 Esistono due tipi base di inverter totalmente differenti nel loro comportamento: - inverter a tensione impressa (VSI) del tipo six-step o ad onda quadra e del tipo PWM, a seconda che la forma d'onda della tensione alternata imposta al motore sia rettangolare di ampiezza regolabile o costituita da impulsi di ampiezza costante e frequenza elevata modulati in durata; tali inverter, che sono adatti per potenze che vanno dal kw alle centinaia di kw, utilizzano in genere IGBT; - inverter a corrente impressa (CSI) che impongono una forma d'onda di corrente rettangolare al motore; tali inverter, che sono adatti per potenze dell'ordine dei MW, utilizzano in genere SCR, GTO, IGCT o MCT. Tutti gli inverter VSI, come anche il chopper a transistori a ponte, sono dotati di una resistenza di frenatura in serie ad un transistore, disposta nello stadio intermedio tra raddrizzatore e inverter in parallelo al condensatore di spianamento. Il suo dimensionamento può non essere adeguato nei casi in cui il motore alimentato dall'inverter funzioni per lunghi periodi da generatore. Ogni resistenza ha infatti una potenza nominale P f che corrisponde alla massima potenza termica che essa può dissipare per effetto Joule in condizioni di funzionamento continuativo e pertanto indicando con V la tensione del BUS e con R f la resistenza di frenatura, deve essere verificata la condizione V 2 /R f di P f. In figura III-31 è evidenziata la similitudine strutturale tra un chopper ed un inverter VSI. Fig. III-31 Oltre che per il controllo del moto dei motori in corrente alternata trifasi, gli inverter hanno molteplici altre applicazioni nell'industria, nei trasporti, nella trasmissione di energia elettrica e nei gruppi di continuità. 126

27 III-6a. Inverter VSI six-step o ad onda quadra. L'inverter VSI six-step è costituito (fig. III-32) da: - un raddrizzatore a ponte trifase totalcontrollato ad SCR lato rete che raddrizza la tensione e ne regola il valore medio; - un filtro L-C nel circuito intermedio, con una batteria di condensatori di elevata capacità per livellare la tensione raddrizzata e fornire una via per le correnti rapidamente variabili prelevate dall'inverter; - un inverter lato motore, costituito da tre gambe in ognuna delle quali sono disposti due tasti funzionanti in modo complementare, che fornisce una terna simmetrica di tensioni concatenate in onda quadra (a cui corrisponde una terna simmetrica di tensioni stellate a sei gradini) e ne regola la frequenza; i sei tasti di tale convertitore, di cui tre (uno per gamba) sono attivi ad ogni istante, sono costituiti da transistori, con in antiparallelo dei diodi; diodi essenziali per fornire all'apertura dei transistori una via di ricircolo per la corrente del motore e per consentire nei periodi di frenatura l'inversione del flusso di potenza dalla macchina azionata al circuito intermedio. Fig. III-32 Il funzionamento di tale inverter consiste nel mantenere in stato di conduzione per metà periodo uno dei due tasti di una gamba e per l'altra metà l'altro tasto; in modo analogo ma sfasati nel tempo sono fatti funzionare i tasti delle altre due gambe. Come esempio in figura III-33 per 0 t<t/2 è S 1 ON e S 4 OFF e per T/2 t<t è S 1 OFF e S 4 ON; le accensioni e gli spegnimenti delle coppie di transistori S 3 -S 6 e S 5 - S 2 si verifichino in modo analogo ma sfasate nel tempo rispettivamente di T/3 e 2T/3. In base agli andamenti di van v bn e v cn si ottengono quelli delle tensioni concatenate in onda quadra v ab v bc e v ca e delle tensioni di fase a sei gradini del motore v as v bs e v cs. Effettuando la scomposizione in serie di Fourier, si nota che nella tensione concatenata ai morsetti di uscita dell'inverter sono presenti tutte le armoniche di tensione di ordine 6n±1. A causa dell'elevata ampiezza delle armoniche di basso ordine di tale tensione, con gli inverter six-step é opportuno utilizzare motori ad alta induttanza di dispersione per limitare le corrispondenti armoniche di corrente e quindi le perdite per effetto Joule, il declassamento del motore e gli stress meccanici 127

28 causati dalle pulsazioni di coppia alle basse velocità. Fig. III-33 Altri inconvenienti connessi all'uso degli inverter six-step sono: - non elevate prestazioni dinamiche a causa della presenza di due convertitori controllati e di un grosso filtro capacitivo (C = µf), - basso fattore di potenza in ingresso in corrispondenza delle basse tensioni di uscita, (tale inconveniente può essere eliminato e le dimensioni del filtro possono essere ridotte utilizzando un ponte a diodi seguito da un chopper al posto del raddrizzatore controllato), - valore minimo della velocità pari a circa il 10% della velocità nominale, in relazione al sovra-riscaldamento determinato dall'elevato contenuto armonico alle basse velocità - complicazioni circuitali, nel caso di funzionamento su quattro quadranti e frenatura a recupero, - non é adatto per il funzionamento a flusso costante del motore dato che la componente fondamentale della tensione concatenata é invariante con la frequenza. 128

29 III-6b. Inverter VSI-PWM. E' il tipo di inverter attualmente più diffuso; esso é costituito (fig. III-34a) da: - un raddrizzatore a ponte trifase non controllato lato rete, la cui funzione è raddrizzare la tensione; - un filtro L-C con una batteria di condensatori di bassa capacità per livellare la tensione raddrizzata nel circuito intermedio; - un inverter lato motore con tre tasti attivi ad ogni istante che regola sia la frequenza che l'ampiezza della fondamentale della tensione ai suoi morsetti di uscita e in cui i due transistori di ogni gamba hanno un funzionamento complementare e possono essere considerati come una singola unità controllata da un singolo generatore PWM (fig. III-34b). Fig. III-34a Fig. III-34b Le tensioni concatenate di alimentazione del motore sono costituite da una successione di impulsi (positivi e negativi) di ampiezza uguale alla tensione continua di ingresso e di larghezza variabile (fig. III-35a). In figura III-35b è riportato un dettaglio dell'andamento degli impulsi. Fig. III-35a Fig. III-35b 129

30 Modulando opportunamente la durata di ciascun impulso si regola l'ampiezza della fondamentale di tensione (fig. III-36) e si spostano nel contempo le armoniche verso frequenze molto più alte, ottenendo così, grazie alla più energica azione di filtraggio dell'induttanza di dispersione del motore, una corrente pressoché sinusoidale (fig. III-37a) rispetto al caso di inverter six-step (fig. III-37b). Fig. III-36 Fig. III-37a Fig. III-37b Pertanto, gli azionamenti con inverter PWM presentano, rispetto a quelli con inverter six-step, molteplici vantaggi (che dipendono dal numero e dalla posizione delle commutazioni, cioè dal tipo di componenti usati e dalla tecnica di modulazione scelta) tra cui: - migliori prestazioni dinamiche; - funzionamento alle basse velocità dolce, praticamente senza ondulazioni di coppia; - fattore di potenza praticamente unitario e indipendente dalla velocità; - minore inquinamento in rete; - filtro del circuito intermedio più piccolo; - maggiore rendimento e quindi minore declassamento del motore; - semplificazione e minore costo della sezione di potenza. Tali vantaggi sono ottenuti a spese di un circuito di controllo più complesso, di più alte perdite di commutazione e di un maggior rumore acustico (che può essere eliminato spostando la frequenza di commutazione nella zona non udibile >16 khz mediante l'uso di componenti veloci, o attenuato utilizzando la sottoscillazione random). Inoltre l'elevata frequenza di lavoro degli elementi di potenza pone dei limiti alla potenza dell'azionamento. 130

31 Tra le tecniche PWM basate sull'elaborazione di segnali analogici la più impiegata é quella della sottoscillazione. In tale tecnica le commutazioni coincidono con le intersezioni tra una terna di tensioni di riferimento sinusoidali dette modulanti, di ampiezza proporzionale a quella desiderata per l'armonica fondamentale delle tensioni fornite dall'inverter e di frequenza uguale a quella desiderata, ed una tensione triangolare detta portante di ampiezza costante e di frequenza pure costante e multipla di quella dell'onda fondamentale (fig. III-38). Il rapporto tra la frequenza della portante e quella delle modulanti deriva da un compromesso tra due contrastanti obiettivi: minimizzare l'effetto delle armoniche sul funzionamento del motore migliorandone in particolare il rendimento e ridurre le perdite di commutazione dell'inverter. Fig. III-38 In figura III-39 sono riportati due andamenti della tensione concatenata ai morsetti di uscita dell'inverter, in relazione a due diverse ampiezze della modulante. Fig. III

32 Altre tecniche di sottoscillazione diverse dalla sinusoidale sono: a) sovramodulazione: per aumentare l'ampiezza della componente fondamentale; b) modulazione uniforme: facilmente implementabile su microprocessore; c) PWM random: per attenuare il rumore acustico; d) PWM vettoriale: per trattare l'inverter nella sua globalità, invece di trattare separatamente ciascuna delle tre fasi. Vi sono poi tecniche PWM impieganti microprocessori; queste sono basate essenzialmente su due differenti approcci: a) eliminazione armonica, in cui la scelta degli istanti di commutazione é tale da eliminare determinate armoniche; b) ottimizzazione del residuo armonico, in cui la scelta degli istanti di commutazione é tale da minimizzare un opportuno indice di qualità, che tiene conto dell'incremento delle perdite negli avvolgimenti del motore e/o delle coppie alternative presenti all'asse del motore. Nel caso di azionamenti che richiedono ampi campi di variazione della velocità, si utilizza la modulazione PWM fino alla velocità nominale; mentre al disopra della velocità nominale il motore é così filtrante che potrebbe convenire far passare l'inverter dal funzionamento PWM a quello in onda quadra e quindi il motore dal funzionamento a coppia costante a quello a potenza costante. Nella figura III-40 è riportata la foto di un inverter. Fig. III

33 III-6c. Inverter CSI. Tale inverter è costituito (fig. 41a) da: - un convertitore a ponte trifase a SCR lato rete con due tasti attivi ad ogni istante, che controlla il modulo della corrente nelle fasi del motore in funzione della coppia da sviluppare; esso funziona da raddrizzatore o da inverter a seconda che la macchina asincrona funzioni da motore o da generatore; - un grande filtro induttivo nel circuito intermedio in corrente continua, che riduce le ondulazioni della corrente nel DC-link, dovute alle commutazioni del convertitore lato rete e di quello lato motore, e che assieme ad un anello di corrente fa sì che la parte a monte dell'inverter si comporti praticamente come un generatore di corrente; - un convertitore a ponte trifase a SCR lato macchina con sei tasti di cui solo due (non appartenenti alla stessa gamba) attivi ad ogni istante; in tale convertitore, che funziona da inverter o da raddrizzatore a seconda che la macchina asincrona funzioni da motore o da generatore, oltre ai 6 SCR, sono presenti 6 condensatori, che realizzano con le induttanze del motore dei circuiti risonanti per lo spegnimento ciclico dei tiristori, e 6 diodi, la cui funzione è disaccoppiare i condensatori dal motore; tale convertitore, che, in relazione alla velocità desiderata, controlla la frequenza del motore commutando ciclicamente (ogni 120 elettrici) la corrente attraverso due delle tre fasi del motore, non può funzionare a vuoto in quanto l'impedenza del motore alimentato é parte integrante del circuito di commutazione. Fig. III-41a Fig. III-41b Negli inverter CSI la forma d'onda della corrente statorica (fig. III-41b) é praticamente rettangolare (con blocchi di 120 elettrici di conduzione separati da intervalli di 60 a corrente nulla) con una frequenza variabile in funzione della velocità ed una ampiezza variabile in funzione della coppia che il motore deve fornire, mentre la forma d'onda della tensione statorica é sinusoidale con sovrapposti dei picchi di tensione causati dai processi di commutazione. 133

34 Nei motori asincroni alimentati da inverter CSI, poiché l'induttanza magnetizzante è molto alta rispetto a quella rotorica, le armoniche di basso ordine della corrente statorica fluiscono nel rotore, e quindi la corrente magnetizzante è virtualmente una sinusoide di frequenza pari alla fondamentale. Conseguentemente il flusso, la f.c.e.m. e la tensione ai morsetti del motore sono sinusoidali. Solo la componente fondamentale della corrente contribuisce pertanto alla coppia ed alla potenza sviluppate; le armoniche invece aumentano le perdite nel rame e nel ferro e quindi il declassamento del motore e producono coppie pulsanti, i cui effetti sono particolarmente sentiti alle basse velocità. Osservando gli andamenti delle correnti applicate al motore e delle relative fondamentali, si nota che per quanto riguarda queste ultime la situazione in cui una corrente è nulla e le altre due sono di uguale ampiezza ma di senso opposto si verifica solo sei volte nel periodo. In altri termini il motore é alimentato correttamente solo in sei istanti per ciascun periodo della corrente di alimentazione, al di fuori dei quali riceve un'alimentazione avanzata o ritardata rispetto al dovuto, con conseguente ondulazione di coppia di frequenza pari a sei volte quella dell'alimentazione. L'ondulazione di coppia all'asse del motore (fig. III-41b), causata dalla forma d'onda rettangolare della corrente, genera un'ondulazione di velocità generalmente non accettabile se il motore funziona a bassa velocità; a velocità sufficientemente elevata invece le pulsazioni di coppia non sono fonte di sensibili variazioni di velocità della macchina poiché il loro periodo (1/6f) risulta molto breve rispetto al tempo di risposta meccanica della macchina asincrona. I principali inconvenienti connessi all'uso degli inverter CSI sono: - dimensioni e costo dell'induttanza del circuito intermedio e dei condensatori di commutazione elevati; - scadenti prestazioni dinamiche; - elevate ondulazioni di coppia, particolarmente sentite alle basse velocità, e conseguenti costi aggiuntivi connessi all'impiego di speciali provvedimenti (opportune tecniche di modulazione della corrente ed oculata scelta del giunto di accoppiamento) per evitare oscillazioni torsionali pericolose per la parte meccanica; - impossibilità di funzionare ad anello aperto; infatti nel tratto stabile della caratteristica meccanica di un asincrono alimentato a corrente impressa (fig. III-42), essendo lo scorrimento piccolissimo e quindi le correnti rotoriche quasi nulle, la macchina andrebbe in saturazione con conseguente aumento delle perdite nel ferro, della corrente magnetizzante e del ripple di coppia; è quindi necessario lavorare nel tratto instabile con un anello di controllo che forzi la macchina a rimanere nel suo punto di lavoro; Fig. III

35 - scadente fattore di potenza in corrispondenza dei bassi valori della tensione del circuito intermedio; - elevato contenuto armonico nella corrente con conseguenti perdite nel motore, perdite che possono essere limitate solo aumentando la frequenza di commutazione, cioè utilizzando una tecnica di comando degli interruttori di tipo PWM, in tale caso però dovremmo utilizzare componenti con elevata frequenza di commutazione, cioè semiconduttori non particolarmente adatti per gli inverter CSI, nei quali gli alti valori delle capacità dei condensatori di commutazione limitano notevolmente la massima frequenza di funzionamento dell'inverter; pertanto il PWM viene usato solo per basse velocità (inferiori a circa il 10% della velocità nominale) principalmente per eliminare le pulsazioni di coppia; ma non alle alte velocità, in corrispondenza delle quali le pulsazioni di coppia, anche se non provocano fluttuazioni di velocità, riducono la vita del motore. Un pregio degli inverter CSI, oltre alla robustezza ed affidabilità, é che il recupero dell'energia in rete durante le fasi di frenatura, contrariamente al caso degli inverter VSI, non comporta nessuna complicazione, in quanto il flusso di energia si inverte cambiando la polarità della tensione continua del circuito intermedio, ritardando gli istanti di accensione degli SCR del convertitore lato rete, mentre la direzione della corrente rimane inalterata e l'energia viene restituita alla rete dai due convertitori che si scambiano le relative funzioni di raddrizzatore e di inverter (fig. III-43). Fig. III-43 Il senso di rotazione del motore può poi essere invertito semplicemente cambiando la sequenza delle accensioni degli SCR del convertitore lato macchina, senza nessun intervento sul circuito a monte, consentendo così il funzionamento nei quattro quadranti del piano C-Ω. Concludendo tale tipo di inverter é particolarmente adatto per azionamenti di grande potenza funzionanti su quattro quadranti con recupero dell'energia durante le fasi di frenatura e che non richiedono elevate prestazioni dinamiche. 135

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