Parametri CARATTERISTICHE STATICHE DELLE PORTE LOGICHE. NOMENCLATURA: 1) Livelli logici alti. Dove Ioh è detta corrente di Source

Transcript

1 Parametri CARATTERISTICHE STATICHE DELLE PORTE LOGICHE NOMENCLATURA: 1) Livelli logici alti Dove Ioh è detta corrente di Source 2) Livelli logici bassi Dove Iol è detta corrente di Sink. 1

2 Funzione di trasferimento: Esempio con una porta NOT: a) Caso ideale b) Caso reale 1b) Curva semplificata 2b) Curva non semplificata 2

3 Margine di rumore: Il margine di rumore di una porta logica è la misura della sua immunità al rumore, cioè la sua capacità di mantenere un buon funzionamento nonostante le fluttuazioni della Vi dovute al rumore. I valori limite indicati dai manuali per la tensione d'uscita di una porta TTLSTD sono Vol(max)=0.4V e Voh(min)=2.4V. D'altra parte il costruttore assicura che la porta è in grado di sentire al suo ingresso un livello basso finchè Vi si mantiene al di sotto di Vil(max)=0.8V e di sentire un livello alto finchè Vi si mantiene superiore a Vih(min)=2V. Da ciò si deduce che il pilotaggio di una porta da parte di un'altra è assicurato in maniera ottimale. Prende il nome di margine di rumore (NM) la differenza tra le tensioni di ingresso e uscita nei due stati possibili. In particolare: - Livello basso: Vol max + NMl < Vilmax NMl=Vil(max)-Vol(max)=0.4V - Livello alto: Vohmin - NMh > Vihmin NMh=Voh(min)-Vih(min)=0.4V 3

4 Ritardo di propagazione. E' il ritardo con il quale l'uscita cambia stato rispetto all'ingresso. In genere è diverso nel passaggio tra i due stati alto-basso o basso-alto ma si assume convenzionalmente per la porta TTL standard il valore di 10ns. Tempi di Set-up e di Hold: sono i tempi che mi assicurano una lettura sicura del livello di ingresso. 4

5 Fan out. E' la capacità che ha l'uscita di una porta logica di pilotare porte in parallelo. Ad es. per quanto riguarda la TTLSTD al livello basso l'uscita può assorbire fino a 16mA; d'altra parte un ingresso a livello basso può erogare fino a 1.6mA; di conseguenza un'uscita può pilotare fino a 10 ingressi. A livello alto i valori di Ioh=-400uA e Iih=40uA confermano che anche in questo caso il fan out vale 10. a) LIVELLO ALTO b ) LIVELLO BASSO Dissipazione di potenza. I valori della corrente assorbita variano con il tipo di porta e con lo stato della sua uscita. Per l'integrato 7400, comprendente quattro porte NAND, i valori tipici sono rispettivamente Icch=4mA, con uscite alte, e Iccl=12mA con uscite basse. Si noti come con uscita alta la porta consumi meno. Prodotto velocità-potenza. Ha lo scopo di fornire una base di comparazione per i circuiti logici nella situazione in cui il ritardo di propagazione (tphl, tplh ) e la Dissipazione di potenza costituiscono entrambi fattori importanti per la scelta della porta logica opportuna. Esempio di confronto: HCMOS = 1,4 PJ (picojoule) TTLLS = 20 PJ 5

6 Le sottofamiglie TTL Dalla TTL standard(std) hanno preso origine nel tempo numerose sottofamiglie, di cui le più usate attualmente sono quelle contraddistinte dalle sigle LS, S, ALS e AS. I vari integrati conservano gli stessi numeri dei corrispondenti della serie STD, con l'aggiunta della sigla tipica di ogni serie. Gli integrati 74LS00 e 74ALS00 contengono, ad esempio, ciascuno quattro porte NAND a due ingressi della serie TTL LS e TTL ALS rispettivamente. Serie TTL LS. E' attualmente la serie più diffusa per impieghi di tipo generale (general purpose). Viene definita TTL a bassa dissipazione (low-power Schottky). Per ridurre il consumo sono state impiegate resistenze interne più elevate. Ciò comporta per un ritardo maggiore nella risposta dell'uscita. Per ovviare all'inconveniente si è fatto ricorso all'uso di transistor Schottky che presentano tempi di commutazione notevolmente inferiori rispetto ai normali BJT. Grazie all'uso di questi transistor ed ai miglioramenti circuitali si è riusciti a mantenere il ritardo di propagazione della TTL LS nei limiti di quello della TTL STD (10ns), ma con una P dissipata notevolmente inferiore (2mW). I livelli di tensione sono leggermente diversi da quelli della TTL STD (verificabili sui data sheet del costruttore). Serie TTL S. La serie TTL Schottky impiega nella struttura delle porte il transistor Schottky e resistenze di valore più basso rispetto alle TTL LS. Raggiunge così ritardi di propagazione molto bassi (3ns), anche se a spese di un consumo di potenza piuttosto elevato. Serie TTL avanzate. Le TTL avanzate ALS e AS sono le serie più recenti della famiglia e presentano notevoli miglioramenti rispetto alle precedenti. Oltre ad utilizzare i transistor Schottky, impiegano soluzioni circuitali ottimizzate e processi tecnologici che consentono di ridurre notevolmente le dimensioni dei componenti e di conseguenza le capacità parassite. I tempi di propagazione risultano così decisamente ridotti. La serie TTL ALS (advanced LS) presenta consumi ridottissimi. La serie TTL AS (advanced Schottky) è quella che ha il minor ritardo di propagazione (1.5ns). 6

7 FAMIGLIE UNIPOLARI Le tecnologie che impiegano i MOS, grazie alle dimensioni estremamente ridotte dei transistor, consentono di raggiungere la più alta densità di integrazione. Attualmente con questa tecnologia si realizzano integrati VLSI quali microprocessori, memorie ad alta densità ecc. I CMOS commerciali - Le sottofamiglie CMOS. I CMOS o MOS complementari costituiscono un'importante famiglia logica che, come la TTL, ha dato origine a numerose sottofamiglie. Accanto alle classiche, ma tuttora valide, serie 4000 e 74C, troviamo le famiglie ad alta velocità 74HC e 74AC, sviluppate e commercializzate in tempi recenti. Serie Nell'ambito di questa famiglia, la serie più diffusa è quella contrassegnata con il suffisso B, iniziale di buffered. La struttura di una porta 4000B comprende, oltre allo stadio che implementa la funzione desiderata, una coppia di stadi invertitori che fungono da buffer, separano cioè elettricamente lo stadio di ingresso dall'uscita, migliorando nettamente le caratteristiche della porta.al contrario della TTL, l'alimentazione della serie 4000 non è fissata rigidamente, ma può essere scelta in una gamma da 3 a 18V. Teoricamente l'immunità al rumore arriva quasi a Vdd/2; più precisamente i costruttori forniscono come valore limite il 45% di Vdd. Ciò significa che per variazioni di Vi da 0 a 0,45Vdd la porta continua a sentire al suo ingresso uno 0 logico, così come per Vi compreso fra 0,55Vdd e Vdd continua a sentire all'ingresso un 1 logico. Tuttavia i costruttori forniscono cautelativamente i valori Vil(max)=30%Vdd e Vih(min)=70%Vdd. Ad esempio per Vdd= 5V si ha Vil(max)=1,5V e Vih(min)=3,5V. I livelli di uscita dipendono ovviamente dalla corrente. Per corrente praticamente nulla, caso che si verifica quando il carico è costituito da altre porte CMOS, vengono forniti i valori limite Voh(min)=Vdd-0,05V e Vol(max)=0,05V. Serie 74C. Questa serie presenta caratteristiche simili alla serie 4000B ma non è bufferizzata. Ha la particolarità di essere equivalente come funzionalità e piedinatura alla famiglia TTL; ciò significa che integrati con la stessa sigla nelle due famiglie contengono le stesse funzioni logiche e presentano le stesse connessioni esterne. E' così possibile implementare direttamente in CMOS progetti nati per la TTL senza alcuna modifica. Serie 74HC e 74HCT. Il limite principale dei CMOS tradizionali, la scarsa velocità, viene brillantemente superato con le serie CMOS veloci che possono competere ormai, quanto a frequenza di lavoro, con la serie TTL LS. La serie 74HC (high-speed CMOS) comprende la maggior parte delle funzioni delle serie TTL e le più importanti della serie La tensione di alimentazione deve essere compresa fra 2 e 6V. I valori limite delle correnti di uscita sono più elevati di quelli della serie 4000, risultando pari a + o - 4mA.La serie 74HCT (high-speed CMOS TTL compatible) presenta le stesse caratteristiche della serie precedente con la differenza che i livelli di ingresso sono gli stessi della TTL LS. In questo modo vengono eliminati tutti i problemi di interfacciamento fra porte CMOS e TTL. Serie 74AC e 74ACT. Il processo di riduzione delle dimensioni del MOS ha portato recentemente alla produzione di nuove famiglie che hanno tempi di propagazione confrontabili con quelli delle TTL ALS, con i benefici di un consumo molto più contenuto. Anche in questa famiglia è disponibile una serie, la 74ACT, caratterizzata da livelli di ingresso TTL compatibili. 7

8 TTL: norme di impiego Come è noto, gli integrati TTL vanno alimentati con tensione Vcc=5V; più precisamente per gli integrati delle serie commerciali 74STD, LS e S la tolleranza sull'alimentazione è del 5% (Vcc=4,75-5,25V), mentre per le serie militari 54 e le serie ALS e AS è del 10%. Per fornire la tensione di alimentazione è adatto, ad esempio, il regolatore 7805, in grado di fornire una tensione stabilizzata di 5V con una corrente fino a 1,5A. temperatura dell'ambiente di lavoro deve essere compresa tra 0 e 70 C per la serie commerciale 74 e tra -55 e +125 C per la serie militare 54. Nei fogli tecnici si trovano i due parametri Icch e Iccl che indicano le correnti assorbite dall'alimentazione dell'integrato con le uscite delle porte rispettivamente a livello alto e a livello basso. Per avere la potenza dissipata dall'integrato basta moltiplicare questi valori per 5V. Ad esempio per il 7400 si legge Icch=4mA e Iccl=12mA. Supponendo che le porte lavorino con un duty cycle del 50%, cioè che le uscite siano alte per la metà del tempo e basse per l'altra metà, si ottiene una corrente media assorbita di 8mA. La potenza media dissipata dall'integrato vale Pd=Icc*Vcc=8*5=40mW. Essendo quattro le porte contenute nel 7400, ciascuna dissipa il valore tipico di 10mW. Per la porta 7400: Icch = 4mA Iccl = 12 ma con = 50% Imedia = 8 ma per cui Pd = 8 * 10-3 * 5 = 40 mw Gli ingressi inutilizzati non devono mai essere lasciati scollegati perchè, per una questione costruttiva tipica dei TTL, in questo caso è come se a tali ingressi fosse applicato un livello alto. Se misuriamo la tensione presente ad un ingresso libero vedremo che essa vale circa 1,2V, mentre il valore tipico di Vil(max) è di 0,8V. Per garantire un corretto funzionamento questi ingressi andranno collegati a massa per le porte OR e NOR e all'alimentazione Vcc per le porte AND e NAND. Nella serie LS gli ingressi non utilizzati possono essere collegati direttamente a Vcc. Conviene che le porte non usate di un integrato siano lasciate nello stato con uscita alta. Dai valori di Icch e Iccl si vede infatti che con uscita alta il consumo è minore. Se un ingresso di una porta TTL deve essere commutato fra i due livelli logici mediante un pulsante o un interruttore, si collegherà tale ingresso a massa attraverso una resistenza di pull down di valore opportuno (vedi schemi sottoriportati) così calcolato per TTL STD: R=Vil(max):Iil(max) cioè R=0,8V:0,4mA=2K, per garantire il buon funzionamento della porta si sceglie un valore più basso, tipicamente R=1K. Lo stesso lo si può ottenere con un collegamento con R di pull-up sempre dello stesso valore. La resistenza, oltre a garantire i livelli logici Vil e Vih, viene inserita anche per non creare un corto circuito fra Vcc e GND al momento della chiusura dell'interruttore. 8

9 CMOS: norme di impiego L'alimentazione non è rigidamente vincolata come per le TTL, ma può variare da 3-18V per le serie 4000B e 74C, e da 2 a 6V per le HC e AC. Nella serie 4000B i terminali di alimentazione sono indicati con Vdd (positivo) e con Vss (negativo); nelle altre serie si usa la convenzione delle TTL, cioè Vcc e GND. Le frequenze massime di commutazione vanno da circa 5MHz per le serie 4000B e 74C a valori intorno a 50MHz per la HC e addirittura a 160MHz per la serie AC. Le temperature di esercizio per i CMOS commerciali, sia della serie 4000B sia di quelle 74HC e 74AC, vanno da -40 a 85 C;per le serie militari sono comprese invece fra -55 e 125 C. Gli ingressi non utilizzati non devono mai essere lasciati scollegati. La porta verrebbe a lavorare nella sua zona di transizione e basterebbero disturbi minimi per renderla instabile. Occorre quindi collegare questi ingressi direttamente a massa (porte OR e NOR) oppure all'alimentazione (porte AND e NAND). Se l ingresso di una porta, ad es. il CLOCK di un contatore, deve essere commutato fra i due livelli mediante un pulsante o un interruttore è bene applicare a tale ingresso un circuito antirimbalzo opportuno, come in figura. Anzitutto dovrà esserci sull'ingresso una resistenza verso massa (10K) che garantisce il livello basso ad ingresso scollegato. In parallelo a tale resistenza metteremo un condensatore (100nF) che ha il compito di filtrare i picchi di tensione dovuti all'apertura e alla chiusura del pulsante. In serie con l'ingresso mettiamo una resistenza limitatrice dei suddetti picchi (1K). Questo circuito è molto utile nei CMOS, che sono particolarmente sensibili ai disturbi, per evitare letture sbagliate degli impulsi. La chiusura di un contatto meccanico non è, infatti, stabile istantaneamente, ma ha delle oscillazioni che potrebbero portare all'ingresso della porta impulsi alti e bassi in rapida successione, che variano, cioè, diverse volte nella zona di commutazione dei CMOS che vale all'incirca 1/2Vdd. Si pensi al danno funzionale che potrebbe avere, ad esempio, un contatore che riceve una serie di impulsi anzichè uno solo. 9

10 CIRCUITO ANTIRIMBALZO Analizziamo il seguente circuito: Come si può notare si tratta di un Flip-Flop SR inserito all'ingresso di un contatore incrementato al conteggio tramite un commutatore. Il Flip-Flop serve in tal caso ad eliminare i rimbalzi causati dal commutatore stesso che potrebbero essere visti dal contatore come impulsi. Infatti basandoci sulla tabella di verità del Flip-Flop: S R Qn+1 Qn+1 funzione IMP SET RESET Se il commutatore ha dei rimbalzi, cioè passando da A a B non ha un contatto perfetto, si avrà la situazione con: S = R = 1 e cioè ci si trova nello stato di MEMORIA e quindi l'uscita non varia e al contatore non arriva nulla di nuovo. 1 1 Qn Qn MEMORIA 10

11 FAMIGLIA LOGICA TTL( Transistor Transistor Logic) SPIEGAZIONE DEL FUNZIONAMENTO Analizzando gli schemi di una porta NAND realizzata in logica TTL si nota che i tre transistor si possono rappresentare con quattro diodi per semplificare la spiegazione. Fig. 1 Il BJT multiemettitore T1 e il transistor T2 della porta TTL corrispondono ai diodi D1, D2, D3, D4 della DTL. Si considera il caso in cui almeno un ingresso sia a zero, ad es. V A =0.2v. Quanto vale la tensione nel punto P: Vp? Il valore di Vp è dato da: Vp = V A + Vbe = = 0.9v Infatti, la giunzione emettitore-base di T1 è polarizzata direttamente, quindi Vbe=0.7v. 0.9v sono sufficienti per mandare in conduzione T2 e T3? Si tratta quindi di calcolare la tensione necessaria in P per mandare in saturazione i due transistor T2 e T3; essa risulta essere: Vp = Vbc1 + Vbesat2 + Vbesat3 = = 2.1v. E' evidente quindi che 0.9v non sono sufficienti per mandare in saturazione T2 e T3, per cui i due transistor risulteranno interdetti e Vout sarà a un livello alto. Ecco quindi che, come risulta dalla tabella di verità della porta NAND, se almeno un ingresso è a zero l'uscita è alta. Si analizza ora il caso in cui tutte e due gli ingressi sono alti: in tal caso quanto vale Vp? 11

12 2 1 Ovviamente aumenta, dato che la giunzione emettitore base di T1 è ora polarizzata inversamente, per cui Vp tenderà a Vcc, mandando in saturazione T2 e T3. Vout risulterà ad un livello basso. Sarà quindi sufficiente dimensionare Rc1 in modo che in P vi siano almeno 2,3v, in modo che sia garantita una corrente sufficiente per la saturazione dei transistor. Al circuito vengono poi aggiunti su ogni ingresso dei diodi con l'anodo collegato a massa, utili nel caso in cui agli ingressi siano presenti degli spike di tensione negativi, limitandoli ad un valore di sicurezza. TTL TOTEM POLE All'ingresso di una qualsiasi porta si hanno delle capacità parassite dovute ai diodi, al BJT e ai collegamenti (Fig.2). PORTA DI COMANDO U1A CL PORTA DI CARICO 4 5 U1B 7400 CAPACITA' PARASSITA DELLA PORTA DI CARICO 6 Fig.2 Se ho più porte in cascata il primo NAND vede in uscita questa capacità. Se Vout va ad es. da 1 a 0 il transistor T3 entra in saturazione, la capacità si scarica attraverso il transistor T3 saturo che offre resistenza molto bassa. La costante di tempo di scarica del condensatore è in tal caso molto piccola e non crea pertanto disagi. Per quanto riguarda invece la commutazione da 0 a 1 il transistor T3 entrerà in interdizione e la capacità si caricherà attraverso la resistenza Rc3 (indicata generalmente col nome di pull-up passivo, perché solleva la tensione di uscita con legge esponenziale). In tal caso la tensione ai capi della capacità C L passerà dal valore Vcesat a Vcc con una costante di tempo data da : = Rc3 * C L Questo fenomeno può introdurre tempi di commutazione troppo lunghi, si deve quindi fare in modo di ridurre il più possibile il tempo di carica di C L diminuendo appunto la. Si potrebbe diminuire la Rc3, ma non si può abbassarla troppo perché quando T3 è saturo e Vout=0 nel ramo di uscita scorre una corrente che, se troppo elevata, può creare problemi di dissipazione di potenza oppure portare T3 fuori dalla saturazione. Si deve quindi realizzare un circuito in cui, quando T3 è saturo, non scorra corrente nel ramo di uscita quindi, pur diminuendo la Rc3, non sorgano problemi di dissipazione di potenza o di uscita dalla saturazione. Il problema si risolve utilizzando la configurazione TOTEM-POLE (FIG3.), vediamone il funzionamento: 12

13 Fig.3 Si analizza la commutazione in uscita dallo stato 1 a 0: in tal caso T3 passa dalla interdizione alla saturazione. In questa situazione occorrere che T4 sia interdetto in modo che nel ramo di uscita non circoli corrente. Si verifica ora la veridicità di quanto appena asserito: calcolo della tensione nel punto A: V A : V A = Vcesat2 + Vbesat3 = = 1v E' sufficiente 1v per mandare in conduzione T4 e D0? Ovviamente no, occorrerebbero almeno V A = Vbesat4 + Vd0 + Vout = = 1.7v pertanto T4 e D0 sono interdetti; si sottolinea l'importanza di D0 che garantisce l'interdizione di T4. Si considera ora il caso in cui l'uscita passa da 0 a 1; in tal caso si è già visto che T2 e T3 sono interdetti, accade però che Vout non va immediatamente a 1 ma impiega un certo tempo dovuto all'inerzia del condensatore C L. Ora avendo T2 in interdizione si ha che il punto A tende a Vcc per cui T4 e D0 iniziano a condurre. Si è già visto che in Va sono sufficienti 1,7v per mandare in conduzione sia T4 che Do. Ora quindi T4 fornisce corrente a C L, che può quindi iniziare a caricarsi, portando Vout a 1,con una costante di tempo pari a : Cl(Rc3 + Rsat4 + R D0 ) 13

14 In questo caso la risulta più piccola che nella configurazione precedente. Infatti ora Rc3 può essere diminuita, in genere viene presa intorno ai 100 inoltre la resistenza del BJT e del diodo in conduzione sono molto piccoli, praticamente trascurabili rispetto a Rc3. Come già accennato, non si hanno problemi di dissipazione di potenza; infatti T4 risulta sempre interdetto, tranne che nel breve momento in cui deve caricare C L, dopo di che s'interdice di nuovo. Una volta caricata C L la tensione in uscita aumenta e la V AC non è più sufficiente a mantenere T4 e Do in conduzione. Rc3 può essere diminuita ma non oltre un certo limite, perché durante i transitori dei BJT vi è un attimo in cui conducono entrambi (mentre l'uno entra in conduzione l'altro non si è ancora interdetto). In questa situazione passa corrente nel ramo di uscita, che può produrre danni e che quindi deve essere limitata da Rc3. Questo è il motivo per cui in questa famiglia nonostante gli accorgimenti adottati, si avranno comunque problemi alle alte frequenze. Con questo tipo di configurazione si ottiene un'impedenza di uscita pari a qualche decina di (con conseguente aumento del FAN-OUT rispetto alla DTL). AND CABLATO O WIRE-AND - CONFIGURAZIONI SPECIALI Si tratta di un particolare collegamento. Consiste nel collegare tra loro tramite un nodo le uscite di più porte logiche, ottenendo come risultato l'and fra le uscite stesse. Si prendono le uscite di due porte NAND realizzate tramite la prima configurazione analizzata della fam. TTL e si collegano insieme tramite un nodo (FIG4). FIG.4 E' facile verificare che se si ha y1=y2=1 allora sarà anche y=1 e se y1=y2=0 allora si avrà y=0. Se si ha poi una delle uscite a zero e l'altra a uno, ad esempio y1=0 e y2=1 accade che il transistor T3 è in saturazione mentre T3' è interdetto, per cui T3 cortocircuiterà T3', portando l'uscita y a zero. Questo non è altro che il comportamento di una porta AND in logica positiva oppure di una porta OR in logica negativa. Con questo tipo di collegamento quindi si può risparmiare una porta logica. Vi è però un problema e cioè questa soluzione non è applicabile ad una porta logica TTL con uscita a totem-pole. 14

15 Si colleghino due porte con uscita a totem-pole come in FIG.5.: FIG.5 Si può verificare facilmente che nel caso in cui y1=0 e y2=1 nei BJI T3 e T4', entrambi saturi, per la durata della carica di C L scorre una corrente che vale: I = (Vcc VcesaT4' VDo VcesaT3)/Rc3'= ( )/100 =39mA Tale valore di I va ben oltre il limite sopportabile da un BJT perché y risulti ad un livello basso. In questo caso T3 rischia di andare in zona attiva, aumentando quindi la tensione ai suoi capi. Si rischia di cadere in zona di indeterminazione e vi sono i anche problemi di dissipazione di potenza. Come risolvere pertanto questo problema? 15

16 CON LE PORTE OPEN COLLECTOR In tale configurazione il BJT T3 è lasciato senza carico è quindi compito dell'utilizzatore determinarne il valore e collegarlo esternamente all'uscita. Per quanto riguarda il valore di Rext i manuali indicano due valori uno min e uno max. Se si sceglie il valore più vicino a Rextmax si avrà un minor dispendio di energia e quindi una minore dissipazione di potenza ma anche tempi di commutazione più lunghi, viceversa se si sceglie un valore prossimo a Rextmin. Fig.4 16

17 THREE-STATE Questo tipo di soluzione permette di eliminare la perdita di velocità dell'open-collector. Il three-state è un elemento logico definito da tre stati possibili di funzionamento:0,1,z Questo tipo di elemento ha un ulteriore ingresso detto di abilitazione che se attivato mette in alta impedenza l'uscita. La realizzazione circuitale per la porta NAND è evidenziata in fig.5. Come si può facilmente notare si sono aggiunti due diodi D1 e D2. Ora se EN=0 (0.2v) D1 e D2 sono in conduzione e la base di T2 e T4 sono pertanto a 0.9v, tensione insufficiente per far condurre da un lato T2 e T3 e dall'altro T4 e Do. Si avrà quindi un uscita equivalente ad un circuito aperto infatti è scollegata sia dalla massa che dall'alimentazione. Questo tipo di porta nella situazione OFF può quindi subire il livello logico imposto da altre porte ad essa collegate attraverso una linea comune. Questa configurazione viene utilizzata per inviare ad es. l'informazione sul BUS DATI di un qualsiasi sistema a microprocessore. Fig. 5 17

18 L'ASSORBIMENTO E L'EROGAZIONE DI CORRENTE NELLE PORTE TTL Il concetto di assorbimento di corrente, (corrente di Sink I OL ) e di erogazione di corrente (corrente di Source I OH ), è già stato introdotto all'inizio di questi appunti. Ora avendo acquisito maggiori conoscenze, verrà esaminato più in dettaglio. In FIG.6 è rappresentata una NOT TTLSTD con uscita totem-pole collegata all'uscita di un'altra NOT dello stesso tipo. Fig. 6 18

19 Quando l'uscita della porta pilota si trova allo stato alto (FIG.6a), tale porta eroga corrente fino ad un valore massimo di I OH = a quella di carico. L'ingresso della porta di carico agisce come un diodo polarizzato inversamente, quindi non assorbe corrente. In realtà un po di corrente scorre, del valore massimo di I IH =, dovuta alla corrente inversa che scorre nel diodo. Da ciò si deduce che al massimo la porta può pilotare 10 porte in parallelo sulla sua uscita(f.o.=10) Quando l'uscita della porta pilota si trova a livello basso, tale porta assorbe corrente dal carico (FIG.6b). Questa corrente può raggiungere un valore massimo di 16mA(I OL )ma se la porta è collegata ad una sola altra porta attraverso Q3 della porta pilota scorre una corrente I IL =1,6mA definita dal ramo indicato in figura, infatti in tal caso il transistor Q3 è saturo. PARAMETRI DELLE SOTTOFAMIGLIE TTL: STD S LS ALS AS VIH(MIN) 2V 2V 2V 2V 2V VIL(MAX) 0,8V 0,8V 0,8V 0,8V 0,8V VOH(MIN) 2,4V 2,7V 2,7V 2,7V 2,7V VOL(MAX) 0,4V 0,5V 0,5V 0,5V 0,5V NMH/L 0,4/0,4V 0,7/0,3V 0,7/03V 0,7/0,3V 0,7/0,3V IIH(MAX) 40 A 50 A 20 A 20 A 20 A IIL(MAX) -1,6mA -2mA -400 A -100 A -0,5mA IOH(MAX) -400 A -1mA -400 A -400 A -2mA IOL(MAX) 16mA 20mA 8mA 8mA 20mA P(mW)Statica P(mW)100KHz Fmax(MHz) pj(100khz) tp(nsec) ,5 Vcc(V) F.O.H/L 10/10 20/10 20/20 20/80 100/40 19

20 INTERFACCIAMENTO FRA PORTE TTL E CMOS Se in un circuito è necessario usare integrati logici appartenenti a famiglie diverse si devono usare degli accorgimenti idonei. Occorre cioè interfacciare correttamente, ad esempio, TTL con CMOS o viceversa. Per fare questo si deve tenere presente dei valori delle tensioni e delle correnti caratteristici di ogni famiglia. Nella tabella sotto riportata sono presenti i parametri relativi alle famiglie più comuni; i livelli di tensione dei CMOS sono riferiti ad una alimentazione di 5V. Vcc Vihmin Vilmax Vohmin Volmax Iih -Iil -Ioh Iol TTLLS 5v 2v 0,8v 2,7v 0,5v 20µA 0,4mA 400µA 8mA TTLSTD 5v 2v 0,8v 2,4v 0,4v 40µA 1,6mA 400µA 16mA CMOS4000B 5v 3,5v 1,5v 4,95v 0,05v 0,1µA 0,1µA 440µA 440µA CMOS HC 5v 3,15v 0,9v 4,4v 0,1v 0,1µA 0,1µA 4mA 4mA Interfacciamento TTL/CMOS Consideriamo il caso di alimentazione comune Vcc=Vdd=5V. Per quello che riguarda le correnti non nascono problemi dato il basso assorbimento delle CMOS. Per i livelli di tensione, invece, sorgono problemi dati dal fatto che l'uscita dei TTL può scendere fino a 2,4V, mentre i CMOS hanno una Vihmin=3.5V. Per alzare il livello dell'uscita dei TTL il sistema più semplice consiste nel collegare una resistenza di 1K, detta di pull-up, come in figura 7. Quando l'uscita della TTL si porta a livello alto la resistenza R=1K porta la tensione su di essa a quasi 5V. Per comprendere il perchè di ciò si deve pensare che la resistenza fra Vcc e uscita della TTL è dell'ordine di alcuni Mohm per cui, aggiungendo la R come detto, si viene a creare un partitore di tensione, formato dal parallelo della resistenza fra Vcc e uscita della porta TTL con la R=1K il risultato del partitore viene ad essere quindi una resistenza di circa 1K sulla quale cadrà un valore di tensione molto minore di prima per cui si alzerà il valore di tensione all'uscita della TTL. Fig.7 Interfacciamento TTL/CMOS con Vcc=Vdd=5V Se la porta CMOS deve essere alimentata con tensione Vdd >5V non si può usare il collegamento diretto come in Fig.7 ma ci si deve servire di una interfaccia TTL open collector in grado di sopportare tensioni di almeno 15V. Allo scopo sono adatti i buffer 7407 e 7417 con la resistenza di pull-up R collegata a Vdd. Nel caso si lavori con porte HCMOS, si può interporre fra TTL e CMOS una porta HCT (ad esempio la HCT34), i cui livelli di ingresso sono TTL compatibili. 20

21 Interfacciamento CMOS/TTL Consideriamo il caso di alimentazione comune Vdd=Vcc=5V. Come è facilmente verificabile non sussistono problemi per quello che riguarda i livelli di tensione ma possono nascere problemi di corrente. Con uscita bassa le porte della serie 4000B hanno una Iol=0,44mA mentre le TTL STD hanno una Iil=-1,6mA. In questo caso è necessario l'uso di buffer 4049 o 4050, come in Fig.8, che sono in grado di assorbire una Iol di 4mA. Se la TTL da pilotare è del tipo LS, invece, non occorre buffer, vedi Fig.9, perchè la Iil di tale porta è di 0,4mA insorgono però problemi di F.O.. Fig.8 Interfacciamento CMOS4000/TTL STD con Vdd=Vcc=5V Fig.9 Interfacciamento CMOS/TTLLS Nel caso di alimentazioni diverse (Vdd >5V) occorre sempre interporre i buffer 4049 o 4050, in grado di ricevere in ingresso tensioni più elevate della propria alimentazione. Con gli HCMOS le cose si semplificano poichè queste porte, avendo correnti di source e di sink=4ma, possono pilotare direttamente sia la porta TTL STD che la porta TTL LS. 21

22 Per l'interfacciamento con carichi che non siano porte logiche occorre tenere presente i livelli delle correnti di uscita di source e di sink forniti dal costruttore. Ad esempio per accendere un led il collegamento corretto è il primo, infatti l'uscita di una porta TTL LS (le più usate nei nostri laboratori) possono assorbire una Iol=8mA che è sufficìente per garantire l'accensione del led. In questo caso, naturalmente, l'accensione del led si avrà quando l'uscita della porta è a livello basso e la corrente può scorrere da Vcc verso la porta e andare a massa. La corrente di uscita di una TTL LS a livello alto è dell'ordine di 0,4mA, valore insufficente a pilotare un led (il led potrebbe anche accendersi ma il livello min. di Voh=2,7V non sarebbe più garantito). a) (b) Fig.10 Pilotaggio di un led con porte TTL: schema (a) corretto; schema (b) non corretto Per carichi più elevati, o se si desidera che un carico venga pilotato dall'uscita a livello alto, si può usare un BJT come buffer. Considerando la corrente di base di 0,4mA (Ioh) e un hfemin.=100 si possono pilotare carichi che assorbono fino a 40mA Fig11a. Nel secondo schema Fig.11b la corrente viene fornita anche da Vcc per cui è possibile alimentare carichi ancora maggiori. Si noti che, quando l'uscita della porta è bassa, la resistenza da 680 ohm limita il valore di Iol a poco più di 7mA, valore assolutamente accettabile. La resistenza da 1K ha il compito di velocizzare la commutazione del BJT in off. 22

23 Fig. 11 (a) (b) Si può fare uso anche di porte open-collector, in tal modo la corrente viene fornita solo da Vcc attraverso la R come in Fig.12, in tal modo si possono pilotare carichi che necessitano di correnti notevoli. Fig.12 In una scheda con I.C. digitali occorre prestare particolare cura ai collegamenti di alimentazione e di massa onde ridurre, per quanto possibile, gli spike (picchi) di tensione dovuti alle commutazioni degli integrati logici. Conviene, a tale scopo, inserire, fra le piste di alimentazione e di massa, condensatori per radiofrequenza (ad esempio ceramici da 100nF) in ragione di uno ogni I.C..Si deve aggiungere anche un condensatore elettrolitico al tantalio fra le piste di alimentazione di valore da 22uF per ogni scheda utili come riserva di energia per i condensatori ceramici. Le correnti disponibili in uscita per la serie 4000B sono piuttosto deboli. Per pilotare carichi non CMOS, ad esempio un diodo led, si deve fare attenzione alle correnti di uscita nei due livelli. Si possono usare gli stessi accorgimenti visti per le porte TTL, oppure usare dei buffer, invertenti o non come il 4049 o il 4050 rispettivamente, che accettano correnti in uscita, a livello basso, fino a 40mA. In particolare il led dovrà essere pilotato con una alimentazione esterna, attraverso una opportuna resistenza di limitazione, sfruttando la possibilità della porta di assorbire una corrente di sink sufficente per accendere un led. Si può, come per le porte TTL, pilotare un bjt per accendere il led. La famiglia HC è in grado di fornire correnti tali da poter pilotare direttamente un led. 23

24 Circuito di master reset Una semplice ma importante applicazione del transitorio del condensatore è rappresentata dal circuito in figura, chiamato generatore di reset principale, presente di solito nei sistemi digitali. Fig. 13 La sua funzione è quella di fornire un impulso di reset al momento dell accensione del sistema in modo che gli integrati vengano azzerati e predisposti a partire correttamente. 24

25 Quando viene collegata la V cc il condensatore è scarico; la porta NOT sente in ingresso uno 0 logico, quindi v o è a 1. Il condensatore comincia a caricarsi finchè v c, crescendo esponenzialmente, non arriva alla tensione di soglia superiore V +. A questo punto la tensione in uscita della porta NOT commuta al livello basso. Il diodo inserito nel circuito serve a scaricare velocemente il condensatore quando viene tolta l alimentazione. Il pulsante P serve per dare ancora l impulso di RESET anche ad accensione avvenuta. Premendo P, C si scarica istantaneamente e v o sale al livello alto, dando inizio all impulso. Dopo che il pulsante è stato rilasciato, il condensatore inizia a ricaricarsi. I valori riportati sullo schema sono per porte TTL. Per le CMOS conviene elevare il valore di R (ad es. 100k quello di C (ad es. F). ), abbassando corrispondentemente 25