Bandgap reference ad elevato PSRR

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1 Bandgap reference ad elevato PSRR Tale lavoro descrive un riferimento di tensione realizzato in tecnologia Cmos a 0.25µm. Il circuito a 27C genera una tensione di riferimento di V, ha un coefficiente di temperatura (Tc) di 0.6µV/ C e può lavorare con una tensione di alimentazione locale che varia tra e in un range di temperatura compreso tra 17C e 37C. In normali condizioni di lavoro si riesce ad ottenere un PSRR di -113 db. La potenza dissipata è di 3.036mW. Introduzione Uno dei blocchi fondamentali di molti circuiti analogici è rappresentato dal riferimento di tensione che deve essere quanto più indipendente possibile da parametri interni come l alimentazione, i parametri di processo e da parametri esterni come la temperatura. Per realizzare l indipendenza dalla temperatura si cerca di ottenere un coefficiente di temperatura (Tc) nullo. Ciò è possibile se si sfruttano le proprietà dei transistori bipolari, infatti, attraverso opportune configurazioni circuitali, si cercano di ottenere due coefficienti di temperatura uguali ed opposti. In tale lavoro la maggior parte dei mosfet è realizzata con lunghezza di canale pari a 2 µm per ridurre gli effetti dovuti alla modulazione di canale ed inoltre i Bjt utilizzati sono di tipo pnp per garantire la compatibilità con il processo CMOS e per ridurre i costi dovuti ad un eventuale realizzazione con il processo BiCMOS. Le simulazioni sono state effettuate usando il software della LTC switchercad III e adoperando modelli level 3 dei dispositivi. 1

2 Descrizione del circuito V r + A1 - Vddl R1 CORE + START- UP E F A2 Vout R2 Fig. 1 Schema a blocchi di un riferimento di tensione. Il circuito in figura consta di tre blocchi fondamentali: - Un amplificatore A1 che regola la tensione di alimentazione per il core in modo da ridurre quanto più possibile l influenza della tensione di alimentazione esterna; - Un core che genera una tensione di riferimento indipendente dalla temperatura ed un circuito di start-up necessario per evitare punti di funzionamento degeneri; - Un amplificatore A2 che mantiene alla stessa tensione i nodi E ed F e da cui si preleva una tensione di riferimento indipendente dalla temperatura. L obiettivo è di ottenere una Vout che sia data dalla somma di av1 + bv2 in modo che Vout V V T C = = a + T T T b = aα. 1 bα 2 In particolare si vuole ottenere un coefficiente α 1 positivo e α 2 negativo in modo che, giocando opportunamente su a e b, si perviene ad un valore di T c quanto più prossimo allo zero. Si genera α 2 attraverso la V be di un Bjt che ha un coefficiente di temperatura T c -1.5mV/K e α 1 mediante due transistori bipolari polarizzati a densità di correnti differenti (essi mostrano una 2

3 differenza tra le V be pari a ln( k n ) q T dove k è la costante di Boltzmann e q è la carica dell elettrone). Per comprendere meglio l applicazione della teoria sovresposta, viene di seguito descritto in dettaglio ogni singolo blocco. Amplificatore A1 di Supply regulation Fig.2 amplificatore a due stadi single ended Per generare una tensione di alimentazione locale (per il core) è necessario utilizzare un meccanismo di retroazione che stabilizzi la tensione di uscita di un amplificatore a guadagno elevato. L esigenza di avere un alto guadagno è dovuta alle specifiche imposte, si ricordi, infatti, che l obiettivo del progetto è di ottenere un PSRR almeno pari a 50dB. L amplificatore utilizzato è a due stadi di cui il primo, realizzato scegliendo una topologia cascode, è ad elevato guadagno mentre il secondo, un source comune, ci consente di avere un alto output swing. Il primo stadio è 3

4 stato progettato in modo da avere una corrente pari a 68 µa, mentre nel secondo stadio circola una corrente di 920 µa. Le dimensioni dei mosfet utilizzati nel progetto sono riportate nella tabella 1. Componenti Valore W/L in µm M1,M2,M16,M17,M18,M19 10/0.5 M4,M5,M12,M13,M14,M15 200/0.5 M7 30/0.5 M21,M23,M25 90/2 M22,M24,M26 126/2 M20 2/10 M11 0.5/0.5 M9,M8 13/0.5 M3 5/0.5 M6 20/0.5 Componenti Valore in KΩ R1 95 R Tabella 1 Il guadagno dell amplificatore realizzato è dato dalla pendenza della caratteristica in fig.3. Il valore trovato è di 62dB. 4

5 Fig.3 Caratteristica di trasferimento L influenza del rumore d alimentazione sull uscita è pari a -89dB fino ai 2 khz (vedi figura 4). 5

6 Fig.4 reiezione al rumore dell amplificatore di supply regulation (disturbo a 50Hz) Il core R5 + Vout - R6 Fig.5 il core 6

7 Il core è il blocco dedicato alla generazione di una tensione di riferimento con un coefficiente di temperatura nullo. In figura 5 è possibile visualizzare la configurazione scelta. Tale blocco è stato progettato in modo che in ogni ramo circoli una corrente di 16 µa. In generale un riferimento di tensione si ottiene sommando la tensione base-emettitore di un BJT con la differenza tra le tensioni base-emettitore ( Vbe) di due BJT polarizzati con una diversa densità di corrente. La tensione base emettitore di un BJT, infatti, presenta un coefficiente di temperatura negativo V T be V = be ( 3 + ) m V T T E 7 g / q 1.5mV / K, mentre la differenza tra le tensioni base-emettitore ha un coefficiente di temperatura positivo V be T = K ln n. q La scelta effettuata è stata quella di polarizzare i due rami del core con una stessa corrente ed utilizzare BJT che avessero un rapporto d aspetto pari ad n = 4, in modo da assicurare che lavorino con una diversa V be. Il circuito è disegnato in modo da generare una tensione di riferimento flottante e una tensione differenziale V V R out = V be V + R 1 be R m = V be VT ln n + R R R6 R5 = Vo2 Vo 1 = Vbe + 2 VT ln n. R R Scegliendo opportunamente le resistenze è possibile rendere nullo, a una data temperatura, il coefficiente di temperatura di queste tensioni. Per polarizzare i due BJT alla stessa corrente si è scelto di utilizzare un generatore di corrente a doppio specchio. Se i MOS che compongono questa parte di circuito lavorano in saturazione (supposti di uguali dimensioni), allora non solo è assicurato che nei due rami del core circoli la stessa corrente, ma anche che il circuito può supportare qualunque livello di corrente indipendentemente dall alimentazione. Bisogna, però, tener conto che questo circuito presenta un punto di lavoro degenere: se entrambi i rami dello specchio sono percorsi da una corrente nulla, durante il transitorio di accensione può accadere che il circuito resti spento, poiché può supportare anche un livello di corrente nullo. Questo è il così detto problema dello start-up, esso viene superato inserendo una semplice rete che, durante il transitorio di accensione dell alimentazione, forzi il circuito a spostarsi dal punto di funzionamento degenere, mentre a regime si scollega dal resto del circuito non influenzandone il funzionamento m

8 Come detto in precedenza questa rete di polarizzazione è indipendente dalla tensione di alimentazione: ciò è vero a patto di trascurare l effetto di modulazione del canale. Per attenuare questo effetto si è deciso di realizzare i dispositivi a canale lungo ed inoltre, invece di utilizzare una topologia a specchio semplice, di utilizzare due specchi cascode autopolarizzanti: se la caduta sulle resistenze R2 ed R1 è appena superiore all overdrive del mos cascode, siamo certi che i dispositivi dello specchio lavorino in zona di saturazione. Si è preferito, inoltre, la scelta della topologia cascole poiché meglio si adatta alle specifiche del nostro progetto: infatti l utilizzo di topologie di tipo cascode aumenta la reiezione del rumore d alimentazione (PSRR) del circuito. Componenti Valore W/L in µm M14,M6,M8,M15,M20 90/2 M17,M7,M9,M16,M21 126/2 M12,M10,M13,M11 18/2 M18, M19 4/2 Componenti Rapporto d aspetto Q1,Q2 1e-4 Q3,Q4 4e-4 Componenti Valore in KΩ R4 23,33 R2,R1 4 Rm 35.5 R Il circuito di start-up L obiettivo del circuito di start-up (fig.6) è di creare un impulso di corrente tale da forzare i mosfet del core a muoversi dal punto di funzionamento degenere (Vref = 0); il circuito inoltre deve essere progettato in modo che si scolleghi dalla rete durante il funzionamento a regime. 8

9 Vrif Fig.6 Circuito di start-up Durante il transitorio di accensione la tensione al nodo X si muove polarizzando M3, in questo modo fluirà una corrente Irif nel ramo composto da M3 ed M4( vedi fig.6): questa corrente viene replicata dallo specchio M4 ed M5, moltiplicata per l opportuno rapporto d aspetto dei dispositivi. Fig.7 Impulso di corrente Una volta che il transitorio di accensione si sarà esaurito e il core abbia raggiunto il suo punto di funzionamento a regime la tensione sulla gate di M1 sarà pari a Vrif=1,16V ed M1 sarà, quindi, acceso. Se facciamo in modo che la caduta tra drain e source di M1 sia minore della tensione di soglia degli NMOS, essendo V x = VDS = V 3, M3 verrà interdetto e quindi non fluirirà nessuna 2 GS corrente di riferimento che polarizzi lo specchio di corrente: la presenza di questo circuito non influenza il funzionamento a regime del resto del riferimento di tensione. Si impone che a regime sia Vx <, essendo VDS1 = Vx < Vrif Vtn, M3 si ritroverà a funzionare in zona di triodo: questo Vtn non è un problema poiché non è un mos amplificatore. Di seguito sono riportate le equazioni per dimensionare i mos del ramo di polarizzazione, M1 e M2. 9

10 W L 2 = k p 2I ( V V ) 2 DD D x W L 1 = k p 2I 1 2 ( V V ) V V rif tn D x 2 x Il dimensionamento dei mos (vedi tabella 2) che compongono lo specchio di corrente dipende solo dall ampiezza dell impulso che vogliamo generare. Componenti Valore di W/L in µm M1 9/2 M2 2/5 M3 8/2 M4,M5 4/2 Tabella 2 10

11 Amplificatore A2 Fig.8 Amplificatore differenziale di uscita L amplificatore A2 è stato realizzato con uno stadio differenziale che ha come ingressi i potenziali ai nodi E e F ed è retroazionato con le resistenze R2,R3. Per rendere maggiormente stabile il nodo comune di uscita è stato utilizzato un anello di retroazione interno costituito dalle resistenze RF1 e Rf2 (rete di common mode feedback). La capacità C1 è stata inserita per appiattire la curva del PSRR ad alte frequenze. Le dimensioni dei mosfet utilizzati sono riportate nella tabella 3 e i valori delle resistenze in tabella 4. Componenti Valore W/L in µm M1,M2 98/2 M4,M5 252/2 M3 8/2 Tabella 3 11

12 Circuito completo Componenti Valore in KΩ R R RF1,RF2 100 Tabella 4 Fig.9 Circuito completo Risultati Simulazioni in funzione della temperatura La tensione in uscita differenziale, Vout, assume valori compresi tra V e V (vedi fig. 11) e il coefficiente di temperatura pari a 0.6 µv/ C 12

13 Fig.11 Vout al variare della temperatura Nel caso peggiore, cioè a circa 85 C la Vout assume un valore pari a 1.065V, come si vede dalla fig.12, in cui si è simulato il comportamento del circuito in un range di temperatura più ampio. Fig. 12 Vout al variare della temperatura in un range compreso tra 0C ed 85C Reiezione al rumore di alimentazione (PSRR) E stato analizzato il PSRR per la tensione di uscita (Vout) e la tensione di riferimento (Vr). Nel primo caso, come si vede dalla figura 13 il PSRR a 100KHz assume un valore pari a -113dB mentre alle frequenze inferiori a 100Khz assume valori pari a circa 110dB; nel secondo caso, come si vede dalla figura 14, il PSRR a 100KHz assume un valore pari a 80dB mentre alle frequenze inferiori a 100Khz assume valori minimo di 118dB 13

14 Fig.13 PSRR della Vout Fig.14 PSRR della Vr Eliminando la capacità C1 inserita in uscita all amplificatore A2 si ottiene un PSRR a 100KHz di 76dB (vedi fig. 15) 14

15 Fig.15 PSRR di Vout in assenza della capacità C1 Simulazione del transitorio Effettuando una simulazione in transient verifichiamo che a regime il circuito non si stabilizzi nel suo punto di funzionamento degenere: nello stesso istante di tempo (vedi fig. 16) la tensione di alimentazione locale, la Vr e la Vout si portano ai valori di tensione progettati. Fig.16 Andamento nel tempo della Vddl, Vr e Vout 15