Regolazione della potenza: lineare vs. switching

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1 Regolazione della potenza: lineare vs. switching

2 TRANSISTOR DI POTENZA Caratteristiche desiderate: - bassa resistenza R on - elevata frequenza di commutazione - elevata impedenza di ingresso - stabilità termica (bassa resistenza termica) - funzionamento ad alta temperatura - elevata tensione di breakdown - basse correnti di leakage nello stato off

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7 - controllato in corrente (5 < β < 20) BJT - lo spegnimento spesso richiede la polarizzazione inversa della base (circuito di controllo complesso e costoso) - fuga termica e difficoltà di parallelizzare più BJT (l aumento di T riduce R on con conseguente squilibrio delle correnti nei BJT paralleli) - second breakdown (elevato rischio di rottura in presenza di elevate V CE e I C ) Power MOSFET (IGFET) - controllato in tensione (I G praticamente nulla in DC, e spesso trascurabile anche a frequenze dell ordine dei 100 khz) - conduzione per maggioritari: nessun accumulo di minoritari e quindi nessuna necessità di liberarsi dei minoritari (semplice circuito di pilotaggio). La velocità di commutazione può essere ordini di grandezza superiore rispetto ai BJT - coefficiente di temperatura negativo (la mobilità diminuisce con T) e dunque parallelizzabile - elevata resistenza al second breakdown

8 DMOS (double diffusion MOSFET) Canale verticale (per aumentare la superficie di drain e source). La regione P-base ha il potenziale fissato a quello del source. In assenza di polarizzazione di gate, lo svuotamento a cavallo della giunzione P-base/N-drift blocca il passaggio della corrente fra drain e source. La massima tensione V DS sopportata dal MOS (forward blocking) corrisponde alla tensione di breakdown della giunzione P-base/N-drift. Polarizzando positivamente il drain, lo svuotamento fra P-base/N-drift aumenta (specialmente in N-drift, a causa del basso drogaggio). L applicazione di un potenziale positivo al gate porta la regione P-base a lavorare in condizioni di inversione sotto l ossido di gate, creando il cammino fra source e drain (si crea un canale attraverso la giunzione contropolarizzata P-base / N-drift) La velocità di spegnimento è legata alla velocità con cui le cariche positive sono rimosse dal gate. E possibile ottenere tempi dell ordine di 100 ns.

9 A dispositivo spento, la maggior parte del potenziale applicato dall esterno cade sulla regione svuotata dell N-drift P-base (P) V=0 N-drift (N-) V=V D Source Drain (N+) (>>0) (N+) Contatto Source Distribuzione della carica spaziale Contatto Drain

10 V-MOS Il source è ricavato per diffusione nella regione superficiale P-base (che inizialmente ricopre tutto il wafer). Lo scavo a V (V-groove) è realizzato successivamente. Il canale si forma lungo le pareti del V-groove.

11 Nel MOS verticale esiste un BJT parassita (source-base-channel-drain). Il BJT è mantenuto spento dal corto circuito fra source e P-base. Nonostante ciò, la resistenza della regione P-base può determinare l innalzamento del potenziale lontano dalla regione di corto circuito, con conseguente accensione del BJT. In tal caso si ha comunque corrente fra source e drain, solo che essa è sostenuta dall iniezione di minoritari (elettroni dal source verso p-base), con conseguente rallentamento dello switch-off.

12 R on è definita come ΔV DS /ΔI D nella regione lineare. La R on determina la potenza che si dissipa sul dispositivo quando è completamente acceso. Essa è prevalentemente somma della resistenza del canale e della resistenza della regione di drift. Ad elevate polarizzazioni di gate, la R del canale diventa trascurabile per cui la R on diventa quasi costante. Un dispositivo che deve condurre 50 A e per il quale sia richiesta Von=0.25 V, deve avere R on =5 mω. In questo caso P = (50) = 12.5 W.

13 COMPONENTI DELLA R on I D W =µ n C ox ( V G V t ) V DS da cui: L R N+ e R s sono trascurabili R CH e R A dipendono dalla polarizzazione di gate R J è modulata dalla V D a seguito dallo svuotamento P-base/N-channel (effetto pinch-off) R D dipende dallo spessore del dispositivo (e dunque dalla massima tensione che esso potrà sostenere). P. es., per bassi valori di V DS (reg. lineare), la R CH di metà dispositivo può essere calcolata da: G CH = 1 R CH µ n W C = ox L ( V V ) G t

14 Poiché i MOSFET di potenza sono formati da un numero elevato di celle elementari del tipo di quella a fianco, poste l una accanto all altra, in genere si preferisce fornire la conduttanza (o la resistenza) specifica, cioè per unità di area. Con riferimento alla metà del dispositivo a fianco: G ' CH G µ C ( V ) [ ] G Vt 1 2 Ω = CH n ox = L cm G L + s 2 W L G + s 2

15 ACCENSIONE INVOLONTARIA DEL MOSFET A CAUSA DI ELEVATI dv/dt SUL DRAIN Considerando la capacità di svuotamento presente fra Drain e Base, a seguito dell applicazione di una rampa sul drain, la corrente nella R B (resistenza dovuta alla distanza fra la base reale e il contatto di base), data da C DB d(v-vγ BE )/dt, può polarizzare direttamente la giunzione B-E del BJT parassita. Trascurando Vγ BE rispetto a V, l accensione si innesca per: dv dt C DB RB = Vγ, BE in cui V γ,be diminuisce all aumentare della temperatura

16 SAFE OPERATING AREA (SOA) La SOA definisce i limiti di utilizzo di un dispositivo, in termini di I e V. La massima V è definita dal breakdown mentre la massima I è dettata dalla potenza dissipabile sul dispositivo. L applicazione contemporanea di tensioni e correnti elevate, sebbene sotto i limiti massimi detti, può portare comunque il dispositivo alla rottura, anche se l applicazione ha una brevissima durata. Si parla in questi casi di second breakdown.

17 I D I M I C I M I E I S D Esistono vari meccanismi in grado di innescare il second breakdown, ma il principale è spesso il BJT parassita. Si ha: I + I = I I I M I = IM + IC IS = IM I E B C E C E con M fattore di moltiplicazione a valanga n 4 nei MOSFET M 1 = 1 V D BV n

18 Per allargare la SOA, nella progettazione dei MOSFET di potenza si lavora principalmente sulla riduzione di R B. Da considerare che R B aumenta con la temperatura a causa della riduzione della mobilità. L ampiezza della SOA dipende anche dalla durata del picco di tensione sul drain.

19 Progettazione dei MOSFET di potenza Un MOSFET viene normalmente progettato per sostenere una assegnata V DS quando è nello stato off (V max ). Assumendo che il breakdown avviene nella regione svuotata sotto il canale (giunzione P-base/N-drift region), ciò vuol dire che il drogaggio e la lunghezza della regione di drift devono essere scelti opportunamente (come nel diodo pin): V max 2 ε Si Emax 2q N d h E 2 max da cui N d deve essere basso e h grande Quando il dispositivo è acceso, la regione di drift non è più svuotata e la sua conducibilità dipende dal drogaggio, che dunque non può essere troppo basso per non penalizzare la R on. Altri semiconduttori offrono E max più grande e dunque consentono di lavorare con N d più elevato.

20 Semiconduttori per MOSFET di potenza Il semiconduttore ideale è quello che offre elevata µ, elevato E max, elevata λ (conducibilità termica) V BD 3 2 EG Nd = formula di Sze e Gibson

21 G Area = σ = h q drift µ n N d Area h dove Area è la sezione della regione di drift. G' drift qµ nnd = cm h [ ] 1 2 Ω Sostituendo N d = ε 2qV max E 2 max h = 2V E max max si ottiene: G' drift = qµ n E 4V 3 max 2 max

22 Dissipazione del calore nei dispositivi microelettronici Il surriscaldamento può condurre alla rottura di un dispositivo elettronico. Il problema è ugualmente presente nei dispositivi di potenza come nei dispositivi microelettronici ad elevata integrazione.

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25 Meccanismi prevalenti di rottura: Metallizzazioni: elettromigrazione, spiking dei contatti, fusione Chip: frattura Ossidi: intrappolamenti, perdita di isolamento Dispositivo: contaminazioni ioniche, second breakdown Interfacce ossido/silicio: elettroni caldi (hot electrons) MTTF ( T) = MTTF T E a ( ) e kt O E a dipende dai processi, dai materiali, dalle geometrie, dalle applicazioni E a 0.7 ev

26 Dipendenza dalla temperatura delle rotture per elettromigrazione

27 Nei dispositivi bipolari il calore si sviluppa prevalentemente in corrispondenza delle giunzioni iniettanti. Per tale motivo il limite in temperatura è spesso fornito con il parametro T J,max Normalmente la T J,max è fornita con riferimento ad una temperatura del case (contenitore) del dispositivo, T C. Occorre quindi garantire che il case sia alla temperatura indicata. A ciò si provvede dimensionando il sistema di raffreddamento (alette, ventole, ) in modo tale da estrarre la quantità di calore che occorre. T J Si R Si d contatto metallo del contenitore T C R Al convezione t T A

28 R Si = k 1 Si d A disp R Al t W 1 k = k Si 170 Al m K A cont k Al 240 W m K [ ] ( ) ( ) A regime si deve avere Q W = R + R T T coincidente con il calore che si estrae dal contenitore: in cui h c è il coefficiente di convezione, che dipende dal sistema di raffreddamento utilizzato. Poiché T C e T A sono indicate dal costruttore, e Q è la potenza dissipata dal componente (R on I 2 ), è possibile calcolare l h c e quindi dimensionare il sistema di raffreddamento. Si Al h 1 C 1 J ( T T ) C A C

29 CONFRONTO FRA BJT E MOSFET DI POTENZA Vantaggi del BJT: - la sezione attiva del dispositivo coincide con l area dell emitter, mentre nel MOSFET è limitata dallo spessore della regione di inversione - il controllo della corrente attraverso la polarizzazione della giunzione E-B garantisce elevata sensibilità della corrente di uscita dalla tensione di controllo: di dv out in vbe dic = = g VT m i dv c = I se be ovvero è possibile passare da una corrente minima a quella massima per variazioni della tensione di controllo di pochi decimi di Volt. In un MOSFET possono essere necessari alcuni Volt (la g m è in genere molto inferiore). In definitiva, a parità di ingombro, il BJT è in grado di gestire correnti più elevate, e dunque è più rapido nelle operazioni di carica-scarica di carichi capacitivi.

30 Vantaggi del MOSFET: CONFRONTO FRA BJT E MOSFET DI POTENZA (2) - nessun consumo di potenza per la polarizzazione nello stato on (in un BJT il guadagno di corrente in saturazione è spesso inferiore a 10) - non essendo necessario limitare la corrente nel terminale di controllo, la rete di polarizzazione è molto più semplice - essendo un dispositivo a portatori maggioritari, la commutazione è più rapida In definitiva, come regola generale si può affermare che i BJT di potenza sono preferibili per applicazioni analogiche (amplificazione), mentre i MOSFET sono preferibili per applicazioni switching

31 IGBT (insulated gate bipolar transistor) Associa la capacità di gestire elevate correnti del BJT all assenza della corrente di controllo del MOSFET (caratteristica di ingresso del MOSFET e caratteristica di uscita del BJT) Strutturalmente è molto simile ad un D-MOS, ma la regione di drain (ora collettore) ha drogaggio di segno opposto (P + ) il che crea un BJT PN - P + verticale. Collettore ed emitter hanno ruoli invertiti. Nello stato off la regione N - è floating per cui la struttura PNP ha sempre una delle due giunzioni contropolarizzata. Tutta la tensione esterna cade sulla giunzione PN che risulta contropolarizzata in quel momento (non è sempre un vantaggio). EMITTER P + N - base COLLECTOR EMITTER

32 IGBT (insulated gate bipolar transistor) (2) Applicando una opportuna polarizzazione di gate, il canale orizzontale collega la regione N - (base) con la regione N +. Dunque l emitter (che normalmente è a massa) e la base sono cortocircuitati. La giunzione collettore-base, già polarizzata direttamente, può ora iniettare lacune in N -, per cui il BJT entra in funzione. EMITTER EMITTER Essendo un dispositivo intrinsecamente bipolare, presenta problemi di storage dei minoritari. N - base P + +Vc COLLECTOR