Motori BLDC Controllo
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- Carlo Vitale
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1 Motori BLDC Controllo
2 Motori Brushless DC Funzionamento
3 Motori Brushless DC Funzionamento
4 Motori Brushless DC Funzionamento Il controllo deve accendere le fasi giuste al momento giusto
5 Motori Brushless DC Hardware Il controllo di un motore trifase è fatto usando un ponte H trifase, compost da tre gambe di un ponte H; Le tre fasi sono collegate a stella, collegandole ad un punto commune COM L eccitazione delle fasi mette in rotazione il motore Phase A Phase C Phase B
6 Motori Brushless DC Hardware Il controllo di un motore trifase è fatto usando un ponte H trifase, compost da tre gambe di un ponte H; Le tre fasi sono collegate a stella, collegandole ad un punto commune COM Flusso Magnetico L eccitazione delle fasi mette in rotazione il motore La coppia si mantiene costante durante l attivazione di una fase (dovuto al flusso magnetico) Coppia prodotta
7 Motori Brushless DC Hardware Il controllo di un motore trifase è fatto usando un ponte H trifase, compost da tre gambe di un ponte H; H3 Le tre fasi sono collegate a stella, collegandole ad un punto commune COM L eccitazione delle fasi mette in rotazione il motore La coppia si mantiene costante durante l attivazione di una fase (dovuto al flusso magnetico) Posizione rotore: Encoder Sensori Hall H1 H2
8 Motori Brushless DC Hardware Il controllo di un motore trifase è fatto usando un ponte H trifase, compost da tre gambe di un ponte H; H3 Le tre fasi sono collegate a stella, collegandole ad un punto commune COM L eccitazione delle fasi mette in rotazione il motore La coppia si mantiene costante durante l attivazione di una fase (dovuto al flusso magnetico) Posizione rotore: Encoder Sensori Hall H1 H2
9 Motori Brushless DC Hardware Il controllo di un motore trifase è fatto usando un ponte H trifase, compost da tre gambe di un ponte H; H3 Le tre fasi sono collegate a stella, collegandole ad un punto commune COM L eccitazione delle fasi mette in rotazione il motore La coppia si mantiene costante durante l attivazione di una fase (dovuto al flusso magnetico) Posizione rotore: Encoder Sensori Hall H1 H2
10 Motori Brushless DC Hardware Il controllo di un motore trifase è fatto usando un ponte H trifase, compost da tre gambe di un ponte H; H3 Le tre fasi sono collegate a stella, collegandole ad un punto commune COM L eccitazione delle fasi mette in rotazione il motore La coppia si mantiene costante durante l attivazione di una fase (dovuto al flusso magnetico) Posizione rotore: Encoder Sensori Hall H1 H2
11 Motori Brushless DC Controllo Deve accendere le fasi nel momento giusto per mantenere in rotazione il motore. Dal funzionamento del motore è ovvio che le configurazioni di controllo sono solo 6, che corrispondono ai settori del motore (da qui il nome six-step controller) Ia Ib Ic
12 Motori Brushless DC Controllo six-step Vengono alimentate due fasi del motore per volta; Le correnti che alimentano le fasi sono idealmente rettangolari: Ampiezza reagolabile Estensione 120 elettrici Valore nullo nella variazione della BEMF di fase
13 Motori Brushless DC Controllo six-step Vengono alimentate due fasi del motore per volta; Le correnti che alimentano le fasi sono idealmente rettangolari: Ampiezza reagolabile Estensione 120 elettrici Valore nullo nella variazione della BEMF di fase BEMF e corrente di fase
14 Motori Brushless DC Controllo six-step Vengono alimentate due fasi del motore per volta; Le correnti che alimentano le fasi sono idealmente retangolari: Ampiezza reagolabile Estensione 120 elettrici Valore nullo nella variazione della BEMF di fase Il campo magnetico statorico non si muove con continuità: Assume solo 6 posizioni spaziali S N Pos 1 Pos 3 Pos 2
15 Motori Brushless DC Controllo six-step Vengono alimentate due fasi del motore per volta; Le correnti che alimentano le fasi sono idealmente retangolari: Ampiezza reagolabile Estensione 120 elettrici Valore nullo nella variazione della BEMF di fase Il campo magnetico statorico non si muove con continuità: Assume solo 6 posizioni spaziali Non è garantita l ortoganiltà tra il campo magnetico statorico e quello rotorico.
16 Motori Brushless DC Controllo six-step Vengono alimentate due fasi del motore per volta; Le correnti che alimentano le fasi sono idealmente retangolari: Ampiezza reagolabile Estensione 120 elettrici Valore nullo nella variazione della BEMF di fase Il campo magnetico statorico non si muove con continuità: Assume solo 6 posizioni spaziali Non è garantita l ortoganiltà tra il campo magnetico statorico e quello rotorico. 120
17 Motori Brushless DC Controllo six-step Vengono alimentate due fasi del motore per volta; Le correnti che alimentano le fasi sono idealmente retangolari: Ampiezza reagolabile Estensione 120 elettrici Valore nullo nella variazione della BEMF di fase Il campo magnetico statorico non si muove con continuità: Assume solo 6 posizioni spaziali Non è garantita l ortoganiltà tra il campo magnetico statorico e quello rotorico. 60
18 Motori Brushless DC Controllo six-step Vengono alimentate due fasi del motore per volta; Le correnti che alimentano le fasi sono idealmente retangolari: Ampiezza reagolabile Estensione 120 elettrici Valore nullo nella variazione della BEMF di fase Il campo magnetico statorico non si muove con continuità: Assume solo 6 posizioni spaziali 120
19 Motori Brushless DC Controllo six-step Vengono alimentate due fasi del motore per volta; Le correnti che alimentano le fasi sono idealmente retangolari: Ampiezza reagolabile Estensione 120 elettrici Valore nullo nella variazione della BEMF di fase Il campo magnetico statorico non si muove con continuità: Assume solo 6 posizioni spaziali Non è garantita l ortoganiltà tra il campo magnetico statorico e quello rotorico. Lo sfasamento relativo varia tra 60 e 120, con un valor medio di
20 Motori Brushless DC Controllo six-step Vengono alimentate due fasi del motore per volta; Le correnti che alimentano le fasi sono idealmente retangolari: Ampiezza reagolabile Estensione 120 elettrici Valore nullo nella variazione della BEMF di fase Il campo magnetico statorico non si muove con continuità: Assume solo 6 posizioni spaziali Non è garantita l ortoganiltà tra il campo magnetico statorico e quello rotorico. Lo sfasamento relativo varia tra 60 e 120, con un valor medio di 90. In condizioni ideali però (bemf trapezoidale, correnti rettangolari) il BLDC produce una curva di coppia costante. C = η2ei/ω m η: efficienza E: forza elettro mortice totale I: corrente totale ω m : velocità motore
21 Motori Brushless DC Schema di controllo
22 Motori Brushless DC Schema di controllo CONTROLLORE DI CORRENTE
23 Motori Brushless DC Schemi di controllo Schema di controllo con anello di coppia/velocità/posizione
24 Motori Brushless DC Ripple di coppia La coppia in realtà non è costante: 1. I conduttori non sono distribuiti uniformemente: 2. La commutazione tra le fasi (per via delle induttanze dei motori) non è istantanea La bemf non ha forma perfettamente trapezoidale: Transizione più lenta Tratto piano < 120
25 Motori Brushless sinusoidali Controllo
26 Introduzione Per ovviare il ripple di coppia dei motori BLDC si sono sviluppati i corrispettivi motori brushless AC. La loro realizzazione è più complessa, così come il controllo e l elettronica necessaria. Tutto ciò rende questi motori molto più costosi rispetto ai DC. Principali differenze: BEMF sinusoidale (per via della costruzione del motore) L inverter comanda le tre fasi con una tensione sinusoidale generata tramite PWM Per il controllo è necessaria una misura molto precisa della posizione del rotore
27 Introduzione Il campo statorico, a differenza del caso DC, può assumere ogni posizione spaziale. Obbiettivo del controllo sarà quello di mantenere uno sfasamento di 90 tra il campo statorico e quello rotorico. In queste condizioni la coppia sviluppata è costante. Esistono due tipi di controllo: Sinusoidale: ad ogni fase viene inviata una corrente sinusoidale con frequenza e ampiezza dipendenti dalla velocità richiesta. Controllo diretto delle correnti di fase. Vettoriale: le tre correnti di fase vengono proiettate al fine di ottenere un solo vettore, in un sistema di riferimento fisso, non rotante, che permette di controllare solamente due componenti statiche.
28 Controllo sinusoidale Il campo statorico, a differenza del caso DC, può assumere ogni posizione spaziale. Obbiettivo del controllo sarà quello di mantenere uno sfasamento di 90 tra il campo statorico e quello rotorico. In queste condizioni la coppia sviluppata è costante. Esistono due tipi di controllo: Sinusoidale: ad ogni fase viene inviata una corrente sinusoidale con frequenza e ampiezza dipendenti dalla velocità richiesta. Controllo diretto delle correnti di fase. Vettoriale: le tre correnti di fase vengono proiettate al fine di ottenere un solo vettore, in un sistema di riferimento fisso, non rotante, che permette di controllare solamente due componenti statiche.
29 Controllo vettoriale L algoritmo decompone la corrente statorica (3 component) in due componenti: i d : corrente generatrice di campo magnetico i q : corrente generatrice di coppia Entrambe le componenti saranno poi controllate separatamente. Il processo di decomposizione coinvolge la trasformata e l anti-trasformata di Clark- Park.
30 Trasformata di Clarke La trasformata di Clarke permette il passaggio da un sistema di coordinate trifase ad uno bifasico statico. Supponendo: i a corrente fase a i b corrente fase b i c corrente fase c Il nuovo sistema di riferimento è dato dagli assi statici α e β: I α = 2 3 i A 1 3 i B i C I β = 2 3 i B i C Trasformata di Clarke
31 Trasformata di Clarke I α = 2 3 i A 1 3 i B i C Sotto l ipotesi di allineare l asse α all asse a, la trasformata si modifica I β = 2 3 i B i C
32 Trasformata di Clarke I α = 2 3 i A 1 3 i B i C I β = 2 3 i B i C Sotto l ipotesi di allineare l asse α all asse a, la trasformata si modifica i A +i B +i C = 0 I α = i A I β = 1 3 i A i B
33 anti-trasformata di Clarke Con la trasformata inversa si passa da un sistema stazionario biassiale ad un sistema stazionario trifase V A = V α V B = V α + 2 V C = V α 2 3V β 3V β Trasformata invers di Clarke V A, V B, V C sono le componenti trifase V α e V β le componenti nel sistema biassiale stazionario
34 Trasformata di Park La trasformata di Park effettua la trasformazione del sistema biassiale statico definito dalla trasformata di Clark (α β) in un in sistema biassiale rotante (d q). Questa trasformata permette di spostare la vision delle correnti dallo statore al rotore. q β d i d iq = cos θ R sin θ R sin θ R cos θ R i α i β θ R Trasformata di Park α i α iβ = cos θ R sin θ R i d sin θ R cos θ R iq θ R rappresenta la posizione del rotore Trasformata inversa di Park
35 Trasformata di Park i d e i q saranno le variabili da controllare per comandare il motore: i d : corrente detta diretta. Il suo asse è concorde con il flusso magnetico. Il suo valore di riferimento è tipicamente 0 (magneti permanenti). i q : corrente detta in quadratura. É perpendicolare al flusso magnetico, ed è la corrente che andrà a creare coppia. In queste condizioni: τ Ψ R i q
36 Trasformata di Park i d e i q saranno le variabili da controllare per comandare il motore: i d : corrente detta diretta. Il suo asse è concorde con il flusso magnetico. Il suo valore di riferimento è tipicamente 0 (magneti permanenti). i q : corrente detta in quadratura. É perpendicolare al flusso magnetico, ed è la corrente che andrà a creare coppia. In queste condizioni: τ Ψ R i q In condizioni stazionarie, un ingress sinusoidale corrisponde ad un valore costante delle correnti i d e i q.
37 Controllo vettoriale
38 Controllo vettoriale Sensori di corrente
39 Controllo vettoriale Sensori di corrente Trasformata Clarke
40 Controllo vettoriale Sensori di corrente Trasformata Park Trasformata Clarke
41 Controllo vettoriale Sensori di corrente Trasformata Park Trasformata Clarke Controller
42 Controllo vettoriale Sensori di corrente Trasformata Park Trasformata inversa Park Trasformata Clarke Controller
43 Controllo vettoriale Sensori di corrente Trasformata Park Trasformata inversa Park Trasformata Clarke Controller SVM
44 Controllo vettoriale Sensori di corrente Trasformata Park Trasformata inversa Park 3-phase inverter Trasformata Clarke Controller SVM
45 Controllo vettoriale Sensori di corrente Trasformata Park Trasformata inversa Park 3-phase inverter Trasformata Clarke Controller SVM
46 Controllo vettoriale Sensori di corrente Trasformata Clarke Trasformata Park Controll er Trasformata inversa Park SVM 3- phase inverter
47 Controllo vettoriale Sensori di corrente Trasformata Clarke Trasformata Park Controller Trasformata inversa Park SVM 3-phase inverter La posizione del rotore è fondamentale per le trasformate di Clarke e Park. È richiesta un elevata risoluzione. I due anelli di controllo sono chiusi sui valori di i d e i q. Tipicamente si utilizzano dei controllori PI. La corrente di quadratura (i q ) avrà un valore dipendente dalla coppia che vogliamo generare. La corrente diretta (i d ) dovrà essere tenuta a zero per mantenere l ortoganilità tra I campi magnetici.
48 See you next time for even more fun..
49 Space Vector Modulation
50 SVM SVM è l acronimo di Space Vector Modulation, ed è un algoritmo per il controllo di un inverter trifase tramite l utilizzo di segnali PWM. L algoritmo analizza il sistema trifase nella sua completezza al fine di applicare la corretta tensione. Solamente 8 diversi stati possono essere individuate all interno di un inverter trifase.
51 SVM Relazione tra switching variable e tensione linea-linea Relazione tra switching variable e tensione di fase V ab V bc V ca = V dc a b c V an V bn V cn = V dc a b c
52 SVM Le sei combinazioni di tensione possono essere posizionate nel sistema di riferimento α-β. Gli stati dell inverter trifase sono posizionati al fine di dover commutare una sola fase per il passaggio da uno stato all altro.
53 SVM Le sei combinazioni di tensione possono essere posizionate nel sistema di riferimento α-β. Gli stati dell inverter trifase sono posizionati al fine di dover commutare una sola fase per il passaggio da uno stato all altro. B A C
54 SVM Le sei combinazioni di tensione possono essere posizionate nel sistema di riferimento α-β. Gli stati dell inverter trifase sono posizionati al fine di dover commutare una sola fase per il passaggio da uno stato all altro. B A C
55 SVM Le sei combinazioni di tensione possono essere posizionate nel sistema di riferimento α-β. Gli stati dell inverter trifase sono posizionati al fine di dover commutare una sola fase per il passaggio da uno stato all altro. B A C
56 SVM Le sei combinazioni di tensione possono essere posizionate nel sistema di riferimento α-β. Gli stati dell inverter trifase sono posizionati al fine di dover commutare una sola fase per il passaggio da uno stato all altro. B A C
57 SVM Le sei combinazioni di tensione possono essere posizionate nel sistema di riferimento α-β. Gli stati dell inverter trifase sono posizionati al fine di dover commutare una sola fase per il passaggio da uno stato all altro. B A C
58 SVM Le sei combinazioni di tensione possono essere posizionate nel sistema di riferimento α-β. Gli stati dell inverter trifase sono posizionati al fine di dover commutare una sola fase per il passaggio da uno stato all altro. B A 5 C
59 SVM Le sei combinazioni di tensione possono essere posizionate nel sistema di riferimento α-β. Gli stati dell inverter trifase sono posizionati al fine di dover commutare una sola fase per il passaggio da uno stato all altro. B β α A 5 C
60 SVM Le sei combinazioni di tensione possono essere posizionate nel sistema di riferimento α-β. Gli stati dell inverter trifase sono posizionati al fine di dover commutare una sola fase per il passaggio da uno stato all altro. B β 2 V ref α A 5 C
61 SVM Le sei combinazioni di tensione possono essere posizionate nel sistema di riferimento α-β. Gli stati dell inverter trifase sono posizionati al fine di dover commutare una sola fase per il passaggio da uno stato all altro. B β 2 V ref α A Phase A Phase B Phase C V ref 5 C
62 SVM V ref è definite dai valori di α e β in uscita dai controllori V ref = (U α, U β ) Questo vettore va a definire in quale settore il motore si trova (settore elettrico). L algoritmo SVM andrà quindi a switchare sulle due configurazioni adiacenti per produrre la corretta forma d onda in uscita. C B 3 4 β V ref α A Applicando i vettori che definiscono il sestante per un tempo proporzionale alle proiezioni del riferimento su di essi, sarà possibile realizzare il vettore di riferimento (mediato nel tempo di campionamento) Gli step necessari saranno quindi i seguenti: Determinare il vettore V ref e l angolo di rotazione Si determina il tempo di attivazione delle configurazioni (T1, T2 e T0) Si determina lo switching time di ogni gamba
63 SVM T 1 = T C V ref 1 2 V DC sin( π 3 θ) 2 3 T 2 = T C V ref 1 2 V DC sin θ 2 3 T 0 = T C (T 1 + T 2 )
64 SVM Applicando i vettori che definiscono il sestante per un tempo proporzionale alle proiezioni del riferimento su di essi, sarà possibile realizzare il vettore di riferimento (mediato nel tempo di campionamento) T 1 = T C V ref 1 2 V DC sin( π 3 θ) 2 3 T 2 = T C V ref 1 2 V DC sin θ 2 3 T 0 = T C (T 1 + T 2 )
65 SVM Applicando i vettori che definiscono il sestante per un tempo proporzionale alle proiezioni del riferimento su di essi, sarà possibile realizzare il vettore di riferimento (mediato nel tempo di campionamento) V 2 Durante l intervallo di commutazione Tc: v 2 V ref 0 T CVref = 0 T 1V1 dt + T 1 T 1 +T 2V2 dt + T C T 1 +T 2 V0 dt T C V ref = T 1 V 1 + T 2 V 2 v 1 V 1 T C V ref cos θ sin θ = T V DC 1 3 cos 0 sin 1 + T V DC 2 3 cos π 3 sin π 3 T 1 = T C V ref 1 2 V DC sin( π 3 θ) 2 3 T 2 = T C V ref 1 2 V DC sin θ 2 3 T 0 = T C (T 1 + T 2 )
66 SVM Applicando i vettori che definiscono il sestante per un tempo proporzionale alle proiezioni del riferimento su di essi, sarà possibile realizzare il vettore di riferimento (mediato nel tempo di campionamento) V 2 Durante l intervallo di commutazione Tc: v 2 V ref 0 T CVref = 0 T 1V1 dt + T 1 T 1 +T 2V2 dt + T C T 1 +T 2 V0 dt T C V ref = T 1 V 1 + T 2 V 2 v 1 V 1 T C V ref cos θ sin θ = T V DC 1 3 cos 0 sin 1 + T V DC 2 3 cos π 3 sin π 3 T 1 = T C V ref 1 2 V DC sin( π 3 θ) 2 3 T 2 = T C V ref 1 2 V DC sin θ 2 3 T 0 = T C (T 1 + T 2 )
67 SVM m = V ref 1 2 V DC
68 SVM Il ragionamento può essere ovviamente ampliato ad ogni settore, ottenendo le seguenti tempistiche: m = V ref 1 2 V DC
69 SVM
70 SVM A partire da queste tempistiche si può poi generare l attivazione delle varie fasi
71 SVM I tempi calcolati ci indicano per quanto tempo applicare la prima configurazione e per quanto la seconda t A = t 0 2 t B = t A + t 1 t c = t b + t 2 Allo scopo di rimuovere l ambiguità circa quale dei due stati adiacenti debba essere applicato per primo, è opportuno eseguire la stessa sequenza in senso inverso in modo da realizzare un intervallo simmetrico. t 1 t 2 t 0
72 SVM I tempi calcolati ci indicano per quanto tempo applicare la prima configurazione e per quanto la seconda t A = t 0 2 t B = t A + t 1 t c = t b + t 2 Allo scopo di rimuovere l ambiguità circa quale dei due stati adiacenti debba essere applicato per primo, è opportuno eseguire la stessa sequenza in senso inverso in modo da realizzare un intervallo simmetrico. t 1 t 2 t
73 SVM I tempi calcolati ci indicano per quanto tempo applicare la prima configurazione e per quanto la seconda t A = t 0 2 t B = t A + t 1 t c = t b + t 2 Allo scopo di rimuovere l ambiguità circa quale dei due stati adiacenti debba essere applicato per primo, è opportuno eseguire la stessa sequenza in senso inverso in modo da realizzare un intervallo simmetrico. t 1 t 2 t
74 SVM I tempi calcolati ci indicano per quanto tempo applicare la prima configurazione e per quanto la seconda t A = t 0 2 t B = t A + t 1 t c = t b + t 2 Allo scopo di rimuovere l ambiguità circa quale dei due stati adiacenti debba essere applicato per primo, è opportuno eseguire la stessa sequenza in senso inverso in modo da realizzare un intervallo simmetrico. t 1 t 2 t
75 SVM I tempi calcolati ci indicano per quanto tempo applicare la prima configurazione e per quanto la seconda t A = t 0 2 t B = t A + t 1 t c = t b + t 2 Allo scopo di rimuovere l ambiguità circa quale dei due stati adiacenti debba essere applicato per primo, è opportuno eseguire la stessa sequenza in senso inverso in modo da realizzare un intervallo simmetrico. t 1 t 2 t L applicazione dello stato zero è fatto per metà da T0 e metà da T7. (soluzione classica) L applicazione dei diversi stati è simmetrica Questi intervalli possono essere generati confrontando I tre valori (t a, t b e t c ) con un onda triangolare.
76 SVM I tempi calcolati ci indicano per quanto tempo applicare la prima configurazione e per quanto la seconda t A = t 0 2 t B = t A + t 1 t c = t b + t 2 Allo scopo di rimuovere l ambiguità circa quale dei due stati adiacenti debba essere applicato per primo, è opportuno eseguire la stessa sequenza in senso inverso in modo da realizzare un intervallo simmetrico. t 1 t 2 t L applicazione dello stato zero è fatto per metà da T0 e metà da T7. (soluzione classica) L applicazione dei diversi stati è simmetrica Questi intervalli possono essere generati confrontando I tre valori (t a, t b e t c ) con un onda triangolare.
77 Tensione uscita Le PWM generate dall SVM, filtrate dal motore, hanno un andamento tipico:
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