Circuiti Integrati Analogici

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1 Circuiti Integrati Analogici prof.irace a.a.007/008 Circuiti Integrati Analogici Prof. Irace a.a.007/008

2 1 - Il MOSFET come interruttore In figura è riportato un transistore MOS a canale n Sappiamo che il dispositivo collega il RAIN e il SOURCE se la tensione sulla GATE è sufficientemente alta; viceversa i due terminali sono tra di loro isolati -Caratteristiche di uscita

3 -Le equazioni fondamentali Se VGS<=VTH I=0 Se VGS>VTH I = ncox ( VGS VTH ) VS VS µ L I ( ) = ncox VGS VTH VS VS µ L Se VS>VGS-VTH -La transconduttanza gm al momento che il MOSFET fornisce una corrente in risposta ad una tensione, si definisce il corrispondente parametro di guadagno, ad esempio nella regione di pinch-off -Esempio I = µ C V V L ( ) n ox GS TH I W g = = µ C V V ( ) m n ox GS TH VGS L VS = cost W g = µ C I L I gm = V V m n ox GS TH Per il dispositivo M1 disegnare l andamento della transconduttanza gm in funzione della tensione VS Se VS>VGS-VT allora la corrente di drain è costante al variare di VS. Quindi anche gm è costante Se VS<=VGS-VT il mosfet si trova in zona di triodo. Il legame tra corrente e tensione di drain in questa regione è lineare e quindi gm aumenta linearmente all aumentare di VS 3

4 a grafico si nota come l effetto di modulazione del canale fa aumentare la transconduttanza anche il regione di pinch-off -Overdrive La differenza tra la tensione VGS e la soglia viene detto overdrive La tensione di overdrive è un parametro essenziale per il dimensionamento dei dispositivi dal momento che indica la minima tensione che può cadere tra drain e source senza che il dispositivo si porti in regione di triodo -Trade-off VOV = VGS VTH Se ricordiamo l espressione della corrente di drain in pinch-off ci rendiamo conto che, a corrente costante, avere overdrive piccoli significa rendere molto elevato il rapporto W/L I = µ C V V L ( ) n ox GS TH La transconduttanza può essere espressa come funzione dell overdrive. Anch essa, a parità di corrente, cresce al diminiuire di Vov g m I I = = V V V GS TH OV -Effetti di secondo ordine # - Effetto di substrato (body) ovvero variazione della tensione di soglia con la tensione tra body e source. # - Modulazione della lunghezza di canale # - Conduzione nella regione sotto soglia # - Effetti di canale corto 4

5 -Effetto body Si presenta quando il substrato ed il source non sono allo stesso potenziale. In un circuito CMOS tutti i PMOS hanno il terminale di substrato connesso all alimentazione mentre gli NMOS hanno il substrato collegato alla massa Cosa succede se la tensione tra source e substrato è diversa da zero? Guardiamo la figura a lato Mentre per il MOS M non ci sono problemi dato che il substrato è allo stesso potenziale del source, il MOS M1 avrà invece il substrato a massa e il source a una tensione non predicabile data da OUT, quindi ci sarà un certo potenziale tra source e substrato. Ciò accade perché tutti i dispositivi integrati sullo stesso wafer di silicio hanno substrato comune. Per i PMOS il discorso è diverso perché in teoria potremmo creare una n-well per ogni dispositivo singolo (in teoria perché poi ci sarebbero discorsi da fare sull area occupata). Il potenziale tra source e substrato viene a creare una variazione del fenomeno di accumulazione e quindi una variazione della tensione di soglia V TH = f(v SB ) La tensione di soglia di una struttura MOS è data da: Il parametro γ modella l effetto del potenziale di substrato quando il suo potenziale è diverso da quello del source -Modulazione di L Aumentando la VS oltre il punto di ingresso in saturazione, lo strozzamento del canale si sposta leggermente verso il SOURCE facendo cosi aumentare la corrente di RAIN (diminuisce la lunghezza efficace di canale). 5

6 Ecco l effetto sulle caratteristiche di uscita: Se prolunghiamo le caratteristiche di uscita oterremo che tutte le rette si incontreranno in un punto V A. Sulle caratteristiche di uscita quest effetto si presenta come un tratto a pendenza constante e viene quantificato attraverso il parametro λ Equazioni Al primo ordine, ipotizzando che una variazione VS provochi un accorciamento L del canale si può ipotizzare che: L = λvs L = = ( 1 + λvs ) L' L L L L L 1 L e approssimare la corrente di drain, in zona di pinch-off, con la relazione: 1 I µ C W V V + λv L Trasconduttanza gm Con l effetto di modulazione del canale la transconduttanza cambia: I W g = = µ C V V + λv W = µ C I 1+ λv L ( ) ( 1 ) n ox GS TH S ( ) ( )( 1 ) m n ox GS TH S VGS L n ox S La resistenza differenziale di uscita al momento che la corrente di RAIN varia con la tensione VS conviene quantificare questa variazione tramite un altro parametro di tipo differenziale: 1 1 I 1 r0 = = µ nc ox ( VGS VTH ) λ ( λi ) VS L Appunti dall'area ownload della "Compagnia del Pazzo" - compagniadelpazzo@live.it 6

7 -Conduzione sotto-soglia Nelle analisi fatte fino ad ora si è ipotizzato che a cavallo della tensione di soglia il MOSFET esibisce un comportamento ON-OFF In realtà, quando la VGS approssima la VTH si crea un debole strato di inversione e quindi è possibile un passaggio di corrente da drain a source La dipendenza della corrente di drain dalla tensione VGS è di tipo esponenziale e data da: -Modello small-signal exp VGS I = I0 q ζ kt -Le capacità di un MOS Tra ogni coppia di elettrodi di un MOS esiste una capacità: -Scaling La capacità tra GATE e canale è tata da W L COX La capacità di svuotamento tra il canale e il substrato Le capacità di svuotamento tra RAIN e BOY e SOURCE e BOY Le capacità dovute al perimetro del RAIN o del SOURCE Le capacità di overlap tra GATE e RAIN e GATE e SOURCE Esistono differenti tipologie di scaling A campo costante Ideale, aumenta la reliability A tensione costante Tradizionale, garantisce la compatibilità Ibrida pratica 7

8 Considerazioni sullo Scaling: Per dispositivi a canale lungo: Mantenere la tensione costante consente grandi aumenti di velocità Il tempo di ritardo scala come ~s a tensione costante Per dispositivi a canale corto (tecnologia attuale) Il tempo di ritardo non varia sia che si scali a campo che a tensione costante Scalare a tensione costante implica un enorme penalizzazione in termini di potenza Esistono anche problemi di affidabilità Scaling ibrido: Si scala la tensione ma non velocemente come il processo Alcuni circuiti necessitano una tensione minima di funzionamento (bandgap, analog circuits, etc) A basse tensioni di soglia esiste il problema del leakage In pratica ci si pone a meta tra lo scaling a campo e quello a tensione costante Uguali performance: delay ~ 1/s La potenza è maggiore ma non quanto si otterrebbe scalando a tensione costante 8

9 Circuiti Integrati Analogici prof.irace Amplificatori a singolo stadio - Amplificatori a singolo stadio.1 Carichi resistivi Un amplificatore è un circuito non lineare v a a v a v a v a v a v 3 4 i out = in + in + 3 in + 4 in i in +... Un amplificatore a singolo stadio è composto da un dispositivo che funge da amplificatore ed un carico lineare (resistivo) o non lineare (attivo o passivo) Le proprietà di un amplificatore non sono tutte modificabili indipendentemente ma le grandezze da considerare nel progetto sono: Rumore Linearità issipazione di potenza Impedenza di ingresso/uscita Guadagno Tensione di alimentazione -L amplificatore a source comune Velocità Escursione di tensione al momento che il MOSFET converte una variazione della tensione Vin in una variazione di corrente, possiamo convertire quest ultima in una variazione di tensione attraverso l uso di un resistore R posto sul drain. Per cominciare a comprendere alcune delle problematiche di progetto è utile andare a studiare il comportamento ad ampi segnali di questo semplice stadio amplificatore 1

10 Circuiti Integrati Analogici prof.irace Amplificatori a singolo stadio -La caratteristica di trasferimento Facendo variare Vin da 0 a Vdd si ottiene la caratteristica ingresso-uscita Se Vin<VTH, M1 è spento e quindi la tensione di uscita vale Vdd Successivamente M1 si accende e se Vdd è sufficientemente alta, passa in saturazione per cui, in pinch-off: V = V R µ C V V L ( ) out n ox in TH Non appena la differenza tra Vin e Vout diviene Vth, M1 si trova al limite della zona di pinch-off. In questo punto si ha: V V = V in TH out Che risolta fornisce il valore di Vin e Vout V V = V R µ C V V L ( ) in TH n ox in TH Un successivo aumento di Vin riduce ulteriormente la caduta VS e quindi M1 entra dapprima in zona di triodo e poi in zona lineare. In questa zona si ha: Vout = V R ncox ( Vin VTH ) Vout Vout µ L Al solito, si cerca di lavorare nella zona che ci consente guadagni più elevati, ovvero quando M1 si trova in pinch-off. In questa regione possiamo definire il guadagno a piccolo segnale come la pendenza della caratteristica ingresso-uscita: V ( ) out = V R µ ncox Vin V Il guadagno varia con TH L V in quindi è NON Vout W AV = = µ ncox ( Vin VTH ) R = gmr LINEARE Appunti dall'area ownload della Vin "Compagnia L del Pazzo" - compagniadelpazzo@live.it