I. INTRODUZIONE E PRIME PROPRIETÀ

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1 I. Introduzione e prime proprietà I. INTRODUZIONE E PRIME PROPRIETÀ Le misure di potenza effettuate con sensori e power meters, sono, per loro natura, misure di tipo integrale: tutta la potenza incidente sul sensore a frequenze comprese nella banda passante di questo viene misurata ed il risultato è la somma di tutta la potenza. Tali misure non sono quindi selettive in frequenza. Se si vuole invece estrarre un informazione anche sulla frequenza alla quale viaggia la potenza incidente, bisogna utilizzare degli analizzatori di spettro (Spectrum Analyser), ovvero strumenti in grado di misurare direttamente il contenuto spettrale (di potenza) di un segnale al loro ingresso. Gli analizzatori di spettro possono essere basati su principi di funzionamento diversi. La classe che viene usata per effettuare misure ad alta frequenza è comunque del tipo a supereterodina: il termine eterodina si riferisce al battimento, in un mixer, di due segnali a frequenza diversa, ed il prefisso super (di antico retaggio) si riferisce alla gamma delle frequenze super-audio (o ad alta frequenza nel nostro caso). Lo schema semplificato di un analizzatore di spettro è del tipo in figura I.1: RF in Low-pass filter Mixer IF filter Envelope Detector CRT LO Generatore di rampa Fig. I.1 Il segnale in ingresso (Radio Frequency, RF) è inizialmente filtrato con un filtro passa basso e inviato ad un mixer assieme al segnale di oscillatore locale (Local Oscillator, LO) generato internamente allo spectrum analyser. L uscita del mixer viene quindi filtrata per eliminare le frequenze indesiderate (prodotti di mescolamento) e le armoniche di entrambi i segnali. Il segnale risultante è poi inviato ad un rivelatore di inviluppo, nel quale viene raddrizzato, digitalizzato e inviato poi al canale di deflessione verticale (ampiezza) di un tubo a raggi catodici (Cathode Ray Tube, CRT) che funge da display. 1

2 I. Introduzione e prime proprietà Un generatore di rampa deflette il fascio elettronico orizzontalmente e cambia allo stesso tempo la frequenza di oscillatore locale in maniera proporzionale alla tensione di rampa. Come è facile notare, ci sono molte similitudini con le classiche radio a modulazione di ampiezza. L uscita sul CRT è così un display di tipo X-Y che viene di solito suddiviso a griglia con 10 divisioni orizzontali e 10 divisioni verticali. L asse orizzontale è calibrato in frequenza da quella più bassa di scansione (sinistra) a quella più alta (destra). Reference level Fig. I.2 START freq. CENTER freq. Freq. SPAN STOP freq. Tale banda di frequenza è specificata indicando direttamente le due frequenze estreme (start frequency e stop frequency) oppure la frequenza centrale e la larghezza di banda intorno a questa (center frequency e span). L asse verticale è calibrato in ampiezza. La grandezza misurata può essere una potenza (e quindi con unità di misura di potenza: W, mw, µw... oppure dbm) o una tensione, visto che tutto viene misurato su 50 Ω (e quindi con unità di misura di tensione: V, mv, µv oppure dbmv o dbv). Viene spesso utilizzata l unità di misura logaritmica visto che consente di confrontare segnali aventi un ampiezza molto diversa tra loro. In ogni caso il livello di riferimento (reference level) è sempre la linea orizzontale in alto nel CRT ed il suo valore può essere impostato dall utente e opportunamente calibrato. Tramite la procedura di calibrazione verranno quindi calcolate le scalature per ogni divisione verticale del CRT. La disposizione dei vari filtri nello schema di principio potrebbe sembrare contraria al principio di funzionamento classico di un mixer. 2

3 I. Introduzione e prime proprietà Per capirne il funzionamento, si noti che: - la frequenza di uscita (Intermediate frequency, IF) è scelta a frequenze superiori del massimo valore delle frequenze RF in ingresso. Se, ad esempio la banda RF è 1 khz 2.9 GHz, la IF può essere 3.6 GHz. - la frequenza LO viene fatta variare in modo che sia f = f + LO RF f IF ovvero da a f = f + LO,max LO,min RF,max f = f + RF,min f f IF IF Nell esempio indicato, f LO [ ; 6.5] GHz. La ragione per la scelta di una frequenza IF fissa ed elevata risiede nel fatto che una IF bassa ricadrebbe inevitabilmente nel campo di frequenza RF da analizzare e l isolamento RF / IF non ideale darebbe luogo ad una zona cieca dell analizzatore. Si capisce quindi la ragione del filtro selettivo a IF in uscita dal mixer. Per quanto riguarda il filtro in ingresso, si consideri la frequenza immagine: questa è quella frequenza di ingresso (RF) che è posta simmetricamente rispetto all oscillatore locale rispetto alla RF desiderata. In tal caso se f RF è la gamma di frequenze desiderate e f IF e f LO quelle dell IF (fissa) e dell LO (variabile), avremo f f = Quindi la gamma di frequenze immagine (f IM ) sarà data da: LO IM RF f = f + IF f f IF LO Nell esempio considerato quindi fim,min = fif + flo, min = fim,max = fif + flo, max = 10.1 GHz GHz Tale gamma di frequenze è abbastanza lontana dalle frequenze RF volute da poter essere eliminata facilmente con un filtro passa-basso. Per quanto riguarda il filtro a IF successivo, la banda passante di questo deve essere molto stretta, allo scopo di poter discriminare (risolvere) due segnali molto prossimi tra loro; si pensi che sono necessarie bande che possono essere di 1 khz o addirittura 10 Hz (con frequenza centrale di 3.6 GHz). Tali filtri sono ovviamente molto difficili da realizzare; si 3

4 I. Introduzione e prime proprietà preferisce allora inserire più stadi di conversione di frequenza (2 o 4) in basso (down converters) a partire dalla IF generata dal primo mixer: 3 GHz GHz MHz 21.4 MHz 3 MHz RF (1kHz 2.9 GHz) f IF,1 f IF,2 f IF,3 f IF,4 3.3 GHz 300 MHz 18.4 MHz CRT LO GHz Fig. I.3 Si ha così: f RF = = f f LO,1 LO,1 fif,1 = flo,1 ( flo,2 + fif,2 ) = flo,1 ( f LO,2 + flo,3 + fif,3 ) ( f + f + f + f ) = f GHz LO,2 LO,3 LO,4 IF,4 LO,1 = Ovviamente, gli stadi di filtraggio sono anche stadi di amplificazione e la sezione finale ad IF ha un amplificatore logaritmico per la compressione di segnali elevati. Alcuni analizzatori hanno il segnale a LO a frequenze molto vicine o addirittura più basse della prima IF. Questo fa sì che quando il segnale a LO è a frequenza uguale a quella dell IF, l isolamento non ideale LO/IF faccia apparire l LO in uscita e tale segnale venga processato dall analizzatore come se fosse un segnale di ingresso. Il fenomeno viene detto LO feedthrough. 4

5 II. Risoluzione degli analizzatori di spettro II. RISOLUZIONE DEGLI ANALIZZATORI DI SPETTRO E la capacità di un analizzatore di spettro di separare (discriminare) due toni in ingresso in due risposte distinte. In teoria, se tali due frequenze sono vicine tra loro, l uscita dovrebbe mostrare due picchi (due linee) vicine. In realtà questo non avviene, poiché sul display vengono sempre mostrati degli andamenti (per un tono puro) del tipo in figura: Fig. II.1 Questo comportamento è giustificato dal fatto che, come descritto, il segnale LO è a frequenza variabile e quindi l uscita del mixer ha prodotti anch essi a frequenza variabile. Se uno di tali prodotti ha frequenza che non coincide con la IF (e quindi è indesiderato), quello che si ottiene sullo schermo non è nient altro che la risposta in frequenza del filtro passabanda a IF. Ovviamente la banda (l ampiezza della curva a campana mostrata) sarà determinata dal filtro a banda più stretta nella catena (nella figura 3, quello a 3 MHz). Come risultato, a meno che i due segnali di ingresso non siano abbastanza spaziati, le tracce sul display non mostreranno due segnali distinti. Per superare il problema, si ricorre a filtri a IF con risoluzione variabile, ossia con banda a -3 db selezionabile da utente. Se infatti i due segnali sono di uguale ampiezza, quello che si otterrà è del tipo mostrato in figura II.2: 5

6 II. Risoluzione degli analizzatori di spettro 3 db Fig. II.2 e questo è sufficiente per risolvere i due segnali (se sono di pari ampiezza). Se i due segnali sono di ampiezza differente, questo criterio può non essere valido: Fig. II.3 Quindi, oltre all ampiezza di banda a -3dB, deve essere indicata anche la Selettività dei filtri usati (ossia quanto rapidamente si passa dalla banda passante a quella oscura del filtro). Tale selettività viene misurata di solito come il rapporto tra la larghezza di banda a -60 db e quella a -3 db del filtro: -3 db 0 db BW db BW -60 Fig. II.4 I valori di tale selettività raggiungono anche 10:1. 6

7 II. Risoluzione degli analizzatori di spettro Esempio Si considerino due segnali spaziati di 4 khz con ampiezze differenti di 30 db e si abbiano a disposizione filtri con selettività 10:1. Qual è la banda di risoluzione (Resolution Bandwidth, RBW) che si deve scegliere per discriminarli? Per determinare il livello di taglio (skirt) del filtro ad un dato offset (distanza in frequenza) dalla frequenza centrale, si suppone che il filtro sia a pendenza costante nella zona -3 db - 60 db e si interpola linearmente: ottiene: [( offset BW 2) ( BW 2 BW 2) ] ( 60 3) db Skirt 3dB 60 3 = 3 La banda di risoluzione è quindi BW -3. Se si prova con un filtro con BW -3 = 3 khz, si Skirt = 3dB [( 4kHz 1.5kHz) ( 15kHz 1.5kHz) ] 57dB 13.6 db che non è abbastanza per discriminare i due segnali. Se si utilizza un filtro con BW -3 = 1 khz, si ha: Skirt = 3dB [( 4kHz 0.5kHz) ( 5kHz 0.5kHz) ] 57dB 47 db I filtri accennati sono di tipicamente analogici, viste le elevate frequenze centrali necessarie. Sono caratterizzati dall avere 4 o 5 poli ed hanno una forma tipicamente gaussiana della risposta in frequenza. Se si vogliono ottenere bande di risoluzione ancora più strette, si deve ricorrere a tecniche digitali con le quali si raggiungono bande di 100, 40 e 10 Hz. Loschema di utilizzazione di tali filtri è mostrato nella figura seguente: 10.7 MHz Log. Amp 6.4 khz Video ADC µc Linear VGA LO 3 CRT 4.8 khz 300 Hz BW Fig. II.5 Il segnale analogico è convertito a 4.8 khz e filtrato da un filtro con banda di 300 Hz. Il segnale risultante è amplificato, campionato a 6.4 khz e digitalizzato. In forma numerica, 7

8 II. Risoluzione degli analizzatori di spettro viene sottoposto a FFT. Quindi, per trasformare il vero segnale, l analizzatore deve essere non a frequenza variabile per effettuare la trasformata sul segnale nel dominio del tempo. Quindi, anziché variare con continuità, la frequenza viene variata in passi di 300 Hz. Tali filtri raggiungono selettività di 5:1. La risoluzione è poi condizionata da altri due fattori: - Modulazione di frequenza (FM) residua su LO - Rumore di fase su LO Riguardo la stabilità dell oscillatore locale dell analizzatore dei spettro si tenga presente che questo è tipicamente un oscillatore a YIG accordabile (tipicamente tra 2 e 6 GHz). Questo tipo di oscillatore ha una modulazione di frequenza residua di circa 1 khz. Gli effetti di tale FM residua sono evidenti allorquando la banda di risoluzione è dello stesso ordine di grandezza. L effetto visivo sull analizzatore (sul display) è quello di mostrare delle oscillazioni randomiche sulla curva a campana del filtro, e, se la RBW è più piccola della Banda di FM residua, addirittura delle variazioni sui picchi. RBW FMBW Fig. II.6 RBW < FMBW Gli analizzatori di spettro di buona qualità hanno FM residue dell ordine di 10 Hz, così che tutte le instabilità del tipo indicato sono ascrivibili ai segnali in ingresso (cioè alla loro cattiva qualità). Il rumore di fase dell oscillatore locale è dovuto alla instabilità di fase dell oscillatore, ossia alla sovrapposizione del segnale di LO e di un segnale di rumore di modulo e fase randomici. Questo si riflette nella presenza di bande laterali di rumore nel segnale di LO e quindi nel segnale visualizzato. Tali bande appariranno su ogni segnale che sia abbastanza più alto del livello di rumore del sistema: 8

9 II. Risoluzione degli analizzatori di spettro Rumore di fase di LO Fig. II.7 Rumore del sistema Ovviamente il rumore di fase rappresenta il limite ultimo per la risoluzione di due segnali di ampiezza diversa. 9

10 III. Tempo di spazzolamento (sweep time) III. TEMPO DI SPAZZOLAMENTO (SWEEP TIME) La risoluzione influenza direttamente l intervallo di tempo necessario al segnale di LO per compiere un intera spazzolata in frequenza dell intervallo di frequenze da analizzare (Sweep Time, ST). Tale relazione è di proporzionalità diretta: più alta è la risoluzione (minore è la RBW) e maggiore sarà lo sweep time. I filtri a IF sono infatti circuiti a banda limitata che richiedono un tempo finito di risposta. Se i prodotti di mixing sono spazzolati troppo in fretta, l ampiezza della risposta non è così corretta. Il tempo in cui un prodotto di mixing rimane nella banda passante del filtro a IF è proporzionale all ampiezza di banda del filtro e inversamente proporzionale alla velocità di spazzolamento (ampiezza dell intervallo di frequenza per unità di tempo): Tempo in banda passante = RBW Span Sweeptime RBW ST = Span D altra parte, il tempo di salita di un filtro è inversamente proporzionale [(tramite un fattore k (2 15)] alla sua banda: k Tempo di salita = RBW Questi due tempi, al limite di funzionamento, devono essere comparabili. Se si pongono uguali, si trova il limite inferiore del tempo di spazzolamento: Sweep time = k Span ( RBW ) 2 Quindi un cambio di risoluzione ha un effetto drammatico sul tempo di spazzolamento. III.1 Rivelatore di inviluppo Il segnale a IF è convertito a segnale video tramite un rivelatore di inviluppo (envelope detector), che, nella sua forma più semplice è indicato in figura III.1: 10

11 III. Tempo di spazzolamento (sweep time) IF VIDEO Fig.III.1 Le costanti di tempo del detector sono tali che la tensione sul condensatore segue i picchi del segnale a IF: il detector deve seguire i cambiamenti più veloci nell inviluppo del segnale a IF ma non il segnale a IF stesso. Nella maggior parte dei casi la banda di risoluzione è scelta stretta abbastanza da risolvere le componenti del segnale in ingresso. Se in questo casi si fissa la frequenza dell oscillatore locale in modo da accordarla con una delle componenti del segnale in ingresso, l uscita a IF sarà un segnale sinusoidale puro ad ampiezza costante. L uscita del rivelatore di inviluppo sarà così un valore continuo (DC). Se invece la banda di risoluzione non è stretta abbastanza da risolvere due segnali vicini, l inviluppo del segnale a IF varia: RF IF Fig. III.2 LO Il tempo di risposta minimo dell envelope detector è determinato dalla banda di risoluzione del filtro a IF. Se, ad esempio, la frequenza IF è 21.4 MHz e la banda del filtro è 100 khz, il detector deve poter rispondere a due segnali contemporaneamente in banda passante (ad esempio MHz e MHz). Il loro battimento sarà a 100 khz ed il detector deve seguirlo, non seguendo però il segnale portante (la frequenza centrale a 21.4 MHz). 11

12 IV. Display smoothing IV. DISPLAY SMOOTHING L uscita dell'analizzatore di spettro mostra tipicamente il segnale di ingresso sovrapposto al rumore, generato quest ultimo sia internamente che esternamente. Per ridurre l effetto del rumore, che può talvolta mascherare la presenza di segnali, si usano due tecniche: - Filtraggio Video (Video Filtering) - Media Video (Video Averaging) Per quanto riguarda il filtraggio video, questo viene effettuato con dei filtri subito a valle del rivelatore di inviluppo; tali filtri sono variabili (accordabili), di tipo passa-basso e pilotano direttamente la deflessione verticale del CRT. Se si abbassa la frequenza di taglio di tali filtri, fino a renderla minore o uguale a quella della banda di risoluzione del filtro a IF, il sistema non potrà più seguire le variazioni più rapide dell inviluppo dei segnali in ingresso: il risultato è lo spianamento del segnale visualizzato (smoothing). L effetto più evidente è nei riguardi del rumore, in particolare se si usa una banda di risoluzione (RBW) ampia: per bande di risoluzione video (Video Bandwidth, VBW) basse, viene ridotta la variazione picco-picco del rumore. La riduzione è tanto più evidente quanto più è piccolo il rapporto VBW/RBW. L uscita che si vuole visualizzare non è di solito affetta da questo cambiamento. Visto che il filtro video ha un suo tempo di risposta, il tempo di spazzolamento diventa funzione anche di questo: k Span Sweep time = se VBW RBW. RBW VBW Una seconda tecnica di spianamento è quella della "media video": è utilizzabile soltanto su analizzatori a display digitale e consiste nell effettuare una media dei valori ottenuti su due o più spazzolate dell intervallo di frequenza in esame. Per ogni punto mostrato sul display, il nuovo valore è mediato con i valori precedentemente misurati; in corrispondenza all n-esima misura si ha: Valore avg n 1 = Valore n prec 1 + Valore n meas 12

13 V. Misure di ampiezza e visualizzazione V. MISURE DI AMPIEZZA E VISUALIZZAZIONE Il metodo più naturale per visualizzare l andamento dell uscita su un display è senza dubbio di tipo analogico: il pennello elettronico del CRT viene deviato dall ampiezza istantanea del segnale in uscita. Tale approccio, anche se permette una visualizzazione in tempo reale, non è più utilizzato ed è caratteristico dei primi analizzatori di spettro: problemi di persistenza della traccia sullo schermo, soprattutto per elevati tempi di spazzolamento, hanno scoraggiato la diffusione di tale soluzione. I moderni display sono di tipo numerico ed utilizzano, allo scopo di visualizzazione l uscita, tre metodi fondamentali: - Campionamento (Sample Mode) - Picco Positivo (Pos Peak Mode) - ROSENFELL MODE In tutti i metodi, l intervallo di misura (di ampiezza Span) viene suddiviso in intervalli (o Celle). Il numero di celle totali è limitato e non più alto di Nel primo metodo (Sample Mode), il valore del segnale alla fine di ogni cella (od in un punto predeterminato della cella) viene campionato e mostrato sullo schermo. Ovviamente, la fedeltà rispetto al segnale analogico dipende dal numero di celle. Inoltre, questo modo di funzionamento fornisce dei risultati del tutto inadeguati in ampiezza se la dimensione di ciascuna cella è più grande della banda di risoluzione massima. Il risultato è che la fedeltà è scarsa. Nel secondo modo di funzionamento (Pos Peak) il valore mostrato è il massimo misurato per ogni cella. In tal caso gli errori in ampiezza sono ridotti, qualsiasi sia la dimensione della cella. D altra parte, il livello del rumore di fondo viene in questo modo esaltato, visto che ne viene mostrato sempre il valore massimo. La terza possibilità (Rosenfell) consiste nello sfruttare un algoritmo che controlli se il segnale, nella cella in esame, cresce soltanto (Rose) o cali soltanto (Fell). In particolare, se nell interno di una cella il segnale ha un andamento non monotono, dei detector di tipo "pos-peak" e "neg-peak" indicheranno il valore massimo e minimo, 13

14 V. Misure di ampiezza e visualizzazione classificando quindi il segnale come rumore. Verranno in tal caso mostrati all interno della singola cella sia il valore massimo che il valore minimo. Se, d altro canto, il segnale non è di rumore (ad esempio sinusoidale), avrà un ampiezza di visualizzazione pari alla larghezza del filtro RBW. In tal caso l algoritmo ROSENFELL troverà un andamento di tipo monotono, e per ogni cella verrà mostrato il valore massimo. Chiaramente, se la dimensione della cella è più grande della massima RBW, verrà mantenuto il valore massimo. Al contrario, può succedere che, all interno della stessa cella, il segnale voluto diminuisca ed inizi il rumore. Tipicamente, i display numerici danno l opportunità di scegliere tra i tre (o più) modi di visualizzazione. 14

15 VI. Accuratezza delle misure di ampiezza VI. ACCURATEZZA DELLE MISURE DI AMPIEZZA Per valutare l accuratezza di una misura bisogna stimarne la fascia di incertezza; in particolare, si parla di incertezza assoluta e incertezza relativa. La prima dipende essenzialmente dalla procedura di calibrazione dell'analizzatore di spettro: un segnale a frequenza fissata e di potenza assolutamente nota viene inviato in ingresso e tutti i circuiti dell'analizzatore di spettro vengono calibrati su di esso: vengono calcolati i termini di errore (e quindi quelli di correzione) per ciascun elemento della catena e la misura verrà così automaticamente epurata dagli errori sistematici. A questo punto gli errori saranno dovuti essenzialmente alla capacità del sistema di traslare tale calibrazione assoluta ad altre frequenze ed ampiezze. Le incertezze sulla misura in ampiezza provengono da: - Incertezze sulla risposta in frequenza (0.8 4 db) - Incertezze sulla fedeltà del display (0.5 2 db) - Incertezze sull attenuatore a RF (0.5 2 db) - Incertezze sull attenuatore a IF (0.1 1 db) - Incertezze sulla banda di risoluzione (0.1 1 db) - Incertezze sulla scalatura del display (0.1 1 db) L incertezza sulla risposta in frequenza è la vera e propria incertezza sull ampiezza e dipende dal range di frequenze misurabili dall analizzatore; per analizzatori a bassa frequenza può essere bassa (tipicamente non più di 0.5 db) ma per analizzatori ad alta frequenza (20 GHz) può aumentare fino a qualche decibel. L incertezza sulla fedeltà del display raggruppa molti fattori, tra cui tutti i componenti a frequenze video: l amplificatore logaritmico (e le deviazioni da tale caratteristica ideale), il detector (e la sua linearità), i circuiti di digitalizzazione. Il CRT stesso non è, se si usano display numerici, una fonte di incertezza, visto che i dati mostrati non sono presi dall andamento a schermo ma dal valore numerico precedente. Per misure relative, tale fedeltà può portare ad errori di qualche decimo di db. Le rimanenti fonti di errore sono relative a cambiamenti effettuati durante una misura: 15

16 VI. Accuratezza delle misure di ampiezza RF Amplif. RBW filter Attenuatore RF Attenuatore IF Fig. VI.1 Infatti l andamento in frequenza degli attenuatori a microonde non è piatto, e su bande molto ampie tale incertezza può raggiungere i 2 db. L attenuatore a IF, essendo a banda molto più stretta, introdurrà incertezze senz altro minori. La banda di risoluzione è uno dei parametri che più spesso viene fatto variare durante una misura: questo significa che le varie misure avranno filtri diversi e quindi "insertion loss" differenti. Infine, la scalatura del display è un ulteriore fonte di incertezza, dovendo potenzialmente seguire scale lineari e logaritmiche, oltre che unità di misura diverse. Ulteriore fonte di incertezza è quella per disadattamento: per migliorarla si ricorre all uso di attenuatori in ingresso, cercando di evitare una connessione diretta senza attenuazione. L analisi del caso peggiore suggerisce, in maniera conservativa, di sommare i valori estremi per ottenere l incertezza totale. D altra parte, la fascia di incertezza può essere ristretta fissando a priori l attenuazione a RF, la scalatura del display e la banda di risoluzione voluta. VI.1 Sensibilità dell analizzatore di spettro L uso principale dello spectrum analyser è di individuare e misurare segnali di livello molto basso. La limitazione estrema in questo compito è il rumore generato dallo stesso strumento. Tale rumore, generato nella circuiteria dello strumento, è amplificato dai vari stadi di guadagno e appare sul display sotto forma di un segnale di rumore al di sotto del quale non si possono distinguere eventuali segnali. 16

17 VI. Accuratezza delle misure di ampiezza La fonte primaria di tale rumore è l amplificatore di guadagno IF. Infatti, anche se gli stadi precedenti (attenuatore a RF, mixers) generano rumore, non ne sono la fonte principale. Anche se però tali stadi non contribuiscono al rumore di sistema, essi ne diminuiscono la capacità di misurare segnali deboli, visto che attenuano comunque il segnale in ingresso: essi diminuiscono il rapporto segnale/rumore (S/N) e quindi peggiorano la sensibilità (Sensitivity) del sistema. Si può determinare la sensibilità a partire dalla misura del livello di rumore indicato dal display in assenza di segnali applicati: questa è la soglia di rumore dell analizzatore di spettro e segnali al di sotto di tale soglia non potranno venire distinti dal rumore. Più precisamente, quello mostrato in uscita non è il livello di rumore in ingresso, ma quello effettivo, che include sia quello in ingresso che quello generato internamente dallo strumento. Tale rumore effettivo include quindi le perdite dell attenuatore in ingresso, quelle dei mixer ed in generale tutte quelle precedenti l amplificatore di guadagno a IF. Mentre sulle perdite di conversione dei mixers c è ben poco da fare, si può variare invece il valore dell attenuazione in ingresso: al variare di questa varia il rapporto S/N e quindi la sensibilità del sistema. Ovviamente il risultato migliore nei riguardi della sensibilità si ottiene per livelli di attenuazione nulli. Il cambiamento del valore di attenuazione ha effetti diversi su diversi analizzatori di spettro. In particolare, visto che l attenuatore non ha effetto sul rumore generato nel sistema, alcuni analizzatori lasciano inalterato il livello di rumore indipendentemente dall attenuatore e variano invece il livello del segnale utile: Fig. VI.2 In altri analizzatori di spettro, un microprocessore interno cambia il valore del guadagno a IF per bilanciare l attenuazione. In questo modo, il segnale utile rimane identico a sé stesso, mentre il livello di rumore varia in corrispondenza: 17

18 VI. Accuratezza delle misure di ampiezza Fig. VI.3 In entrambi i casi, il miglior rapporto S/N si ottiene in corrispondenza ad attenuazioni nulle. Un altro parametro che influenza il rapporto S/N è la banda di risoluzione (RBW). Infatti il filtro RBW viene subito dopo il primo stadio di guadagno e la potenza totale di rumore che passa oltre il filtro è determinata dalla larghezza di banda di questo, ossia della RBW. Se si varia la RBW del valore RBW 1 al valore RBW 2, la variazione del livello di rumore (in db) è 10 log RBW RBW 2 1 Quindi il livello di rumore minimo si ottiene in corrispondenza alla minima banda di risoluzione selezionabile. Unita alla RBW, anche la VBW può essere utilizzata per discriminare segnali molto vicini alla soglia di rumore. Ovviamente, entrambe le scelte portano ad aumenti (talvolta inaccettabili) del tempo di spazzolamento. VI.2 Cifra di rumore e preamplificazione Uno analizzatore di spettro è, in definitiva, un ricevitore e come tale le sue prestazioni a riguardo del rapporto S/N possono essere date sia in termini di sensibilità che in termini di cifra di rumore. Sulla base della definizione (rapporto di rapporti S/N in ingresso e uscita con ingresso a T 0 ), si tenga presente che l'analizzatore di spettro ha un guadagno unitario: il livello del segnale dell uscita indicato dal display è lo stesso di quello in ingresso. Quindi, la cifra di rumore diventa così: N F = N o i oppure N NF = 10 log 10 o 3 N 10 log 10 i 3 18

19 VI. Accuratezza delle misure di ampiezza Quindi, per determinare la cifra di rumore di un analizzatore di spettro, dobbiamo determinare il livello di rumore in uscita (sul display) e confrontarlo con quello vero in ingresso (non il livello effettivo). Il livello di rumore in ingresso è, come noto, in una banda B: e, se specificato su una banda di 1 Hz: N i Ni 0 = k T B ( dbm) = 174 dbm Rimane così da misurare il livello in uscita sull'analizzatore di spettro in una banda, calcolare quello che si sarebbe misurato in una banda (RBW) di 1 Hz e confrontarlo con la cifra precedente. Ad esempio, se RBW = 10 khz e la lettura della soglia di rumore è -110 dbm, si ottiene: NF ( db) k T k T0 = 10 log 10 log k T RBW 1 k T0 = 10 log 10 log RBW 10 k T RBW k T0 = 10 log 10 log( RBW ) 10 log = ( ) db = 24 db Tale cifra di rumore è un valore tipico: un analizzatore di spettro non è un buon ricevitore. Per migliorarne il valore si ricorre così talvolta, come nei ricevitori, ad un preamplificatore: il sistema formato da tale preamplificatore e dallo spectrum analyser è molto meno rumoroso ed ha quindi migliore sensibilità. Analizziamo ora due casi: nel primo lo scopo sarà analizzare il rumore (il segnale applicato è un segnale di rumore), mentre nel secondo si analizzerà un segnale sinusoidale e verrà confrontato con il rumore. VI.3 Il rumore come segnale da misurare Il valore mostrato da uno spectrum analyser per un segnale di rumore è sempre più basso di quello effettivo. Infatti, per rumore si intende di solito un segnale la cui ampiezza istantanea ha una distribuzione, nel tempo, di tipo gaussiano (rumore termico o Johnson). Questo rumore non ha componenti spettrali discrete e quindi non è possibile misurarne una particolare 19

20 VI. Accuratezza delle misure di ampiezza componente: se si campiona infatti ad un certo istante il segnale di rumore, si possono ottenere in teoria ampiezze di valore arbitrario. Quindi abbiamo bisogno di una misura che esprima il livello di rumore mediato nel tempo, e tale misura può essere di potenza o di valore RMS della tensione. Con l uso della media video o del filtraggio video si riducono tali fluttuazioni ad un valore costante e tale valore (a seconda del tipo di visualizzazione) è la potenza o il valore RMS della tensione. Si ricordi che il valore RMS di una distribuzione gaussiana è uguale alla sua deviazione standard σ. Se si suppone di avere un display in scala lineare, il rumore gaussiano è a banda limitata dalla catena IF ed il suo inviluppo ha una distribuzione di tipo Rayleigh: Fig. VI.4 Questo poiché ciò che viene visualizzato è l uscita del rivelatore di inviluppo, ovvero l inviluppo del segnale di ingresso che è distribuito secondo Rayleigh. Il valore medio di tale distribuzione è, come noto, 1.253σ, ed è il valore che si ottiene con filtraggio (media) video. Il valore in uscita del rivelatore di inviluppo è però il valore di picco. Per ottenere il valore RMS si deve moltiplicare per il fattore 1 2 (0.707) e quindi anche il valore medio va ottenuto per prodotto con tale fattore, fornendo 0.886σ (ovvero 1.05 db sotto σ). Quindi, per uguagliare il valore medio visualizzato al valore RMS in tensione del segnale di rumore, si deve aggiungere alla visualizzazione 1.05 db. Di solito però le misure vengono effettuate in scala logaritmica su tali valori: l amplificatore logaritmico esalta i valori molto bassi rispetto a quelli elevati, e modifica così la distribuzione di Rayleigh in modo che il valore medio deve essere ulteriormente corretto di 1.45 db. Complessivamente, la correzione da effettuare per la lettura a video su segnali di rumore è di 2.5 db: tale errore è sistematico e può così essere corretto direttamente. Un altro fattore che influenza la correttezza delle misure deve essere tenuto in conto: la forma del filtro RBW. Infatti l indicazione della banda a -3 db non è sufficiente per 20

21 VI. Accuratezza delle misure di ampiezza misurare la potenza totale di rumore. Per filtri di tipo gaussiano, il fattore di correzione è di 1.05 a 1.13 e questo significa una correzione, sul valore mostrato, variabile da a che va sommata alla precedente. ( ) = 0.21 db 10 log ( ) = 0.53 db 10 log Alcuni analizzatori di spettro hanno la possibilità di effettuare automaticamente le correzioni suddette se viene specificato il fatto che si sta effettuando una misura di rumore. Per un segnale di rumore quindi, la cifra di rumore dello spectrum analyser diventa: ( RBW ) ( k T ) 2.5 db NFSA ( N ) = noise floorrbw 10 log 0 + Se si utilizza una preamplificatore di guadagno G PRE e cifra di rumore NF PRE, la cifra di rumore del sistema così ottenuto è, come noto: ovvero, in decibel: NF SYS( N ) = NF PRE NF + G SA( N ) PRE 1 dbm ossia, in forma grafica: NF SYS( N ),db = NF PRE,dB NFSA( + 10 log 1 + GPRE NF N ) PRE NF SA(N) - G PRE + 3 db NF PRE + 3 db NF SA(N) - G PRE + 2 db NF PRE + 2 db NF SA(N) - G PRE + 1 db NF PRE + 1 db Fig. VI.5 NF SA(N) - G PRE NF PRE NF PRE + G PRE - NF SA(N) [db] Ad esempio, se NF SA(N) = 26.5 db e G PRE = 38 db e NF PRE = 8 db, allora la cifra di rumore del sistema è, per segnali di rumore, praticamente pari a quella del preamplificatore. 21

22 VI. Accuratezza delle misure di ampiezza VI.4 Misura di segnali con rumore e preamplificazione Sulla base di quanto detto in precedenza, un analizzatore di spettro visualizza un segnale di rumore che è 2.5 db sotto il suo valore reale. Come nel caso delle misure di rumore, si vuole analizzare l effetto dell uso di un preamplificatore. In generale, la relazione da utilizzare è ancora la (1), ove però si sostituisce alla cifra di rumore dello spectrum analyser NF SA(N), quella non corretta dal fattore 2.5 db, NF SA. In particolare, la cifra di rumore migliore (più bassa) si ottiene per preamplificatore con guadagno molto elevato e cifra di rumore molto bassa. In tal caso la cifra di rumore del sistema sarà pari a quella del preamplificatore (meno 2.5 db). Avere però guadagni elevati, se da un lato aumenta la sensitivity, dall altro diminuisce il range di misura per segnali di ampiezza elevata: lo spectrum analyser ha un punto di compressione fissato e questo è un limite assoluto sul range di misura, indipendente dal preamplificatore. -10 dbm, 1 db compr. G PRE = 36 db Rangedi misura (100 db, ad es.) -46 dbm Rangedi misura (82.5 db) -110 dbm, noise floor Fig. VI.6 Spectrum Analyser (NF = 24 db in 10 khz RBW) Spectrum Analyser+Preampl. (NF = 5.5 db in 10 khz RBW) Noise floor ( dbm) E comunque possibile migliorare la sensibilità senza peggiorare l ampiezza del range di misura se la somma del G PRE e NF PRE è molto minore (un ordine di grandezza, 10 db) della cifra di rumore dello spectrum analyser. In questo caso NF SYS NF SA G PRE [ db ] Per illustrare un ulteriore possibilità offerta dall uso del preamplificatore e dell attenuatore a RF, si consideri lo schema: Amplificatore Attenuatore G, NF G A Fig. VI.7 22

23 VI. Accuratezza delle misure di ampiezza in cui il guadagno complessivo è unitario (numericamente G = 1/A); la cifra di rumore della cascata vale (ricordando che NF ATT A) mentre nel caso opposto G 1 NF1 = NFG + = NFG + 1 G 1 G Attenuatore A Amplificatore G, NF G Fig. VI.7 NF NF 1 1 G ( NFG 1) = G G G 2 = G + = G + G NF Quindi aumentando G, la prima configurazione è nettamente migliore in termini di cifra di rumore e a parità di guadagno complessivo. Questo suggerisce di inserire, assieme al preamplificatore di guadagno elevato, un attenuatore a RF che mantenga tale guadagno basso (range di misura costante) e migliori al contempo la cifra di rumore e la sensibilità. 23

24 VII. Range dinamico VII. RANGE DINAMICO Con tale termine, in un analizzatore di spettro, di solito si intende la fascia di valori di ampiezza misurabili, relativi a due segnali tra loro correlati in frequenza: è il caso di misure di distorsione di 2 a o 3 a armonica o di misure di intermodulazione. E da tenere presente che l analizzatore di spettro presenta, subito dopo un eventuale stadio di attenuazione e/o di filtraggio, un mixer, ossia un dispositivo fortemente nonlineare, che genera esso stesso distorsione. I prodotti di distorsione del mixer possono poi cadere proprio in coincidenza con quelli che si vogliono misurare. Sulla scorta di quanto accennato, possiamo definire il range dinamico di un analizzatore di spettro come il rapporto, in db, tra il più grosso ed il più piccolo segnale simultaneamente presenti all ingresso che permetta la misura del segnale più piccolo con una fissata incertezza. Si noti che l accuratezza della misura è parte della definizione. VII.1 Range dinamico e distorsione interna Uno dei fattori più importanti che influenza il range dinamico è la distorsione prodotta internamente dal mixer. Se si applica a tale mixer un segnale RF a frequenza ω RF ed il segnale di LO a frequenza ω LO, il prodotto di mixing alla frequenza desiderata IF ha ampiezza proporzionale a: k 2 VLO VRF Quindi, se il livello di LO è costante, l uscita è legata all ampiezza del segnale a RF in maniera pressoché lineare. Questo è però vero se e solo se il segnale a RF ha un livello ben al di sotto di quello di LO (15 20 db). Se tale ipotesi non è verificata, avremo termini ω ω LO LO 2 ω 3 ω RF RF 3 k 4 1 k 8 in cui compaiono cioè anche le armoniche del segnale di ingresso. L effetto è quindi quello di ottenere sul display non soltanto il segnale sinusoidale puro all ingresso, ma anche delle armoniche di esso che sono state generate dallo strumento. 3 4 V V LO LO V V 2 RF 3 RF 24

25 VII. Range dinamico Tale fenomeno è la distorsione del 2 e 3 ordine (per fermarsi ai soli termini indicati sopra). Si può notare che un cambiamento di A db nel segnale a RF in ingresso si riflette in un cambiamento di 2A db per la distorsione del 2 ordine e di 3A db per quello del 3 ordine. Se si applicano all ingresso due segnali, a frequenze ω RF1 e ω RF2 oltre alla distorsione, avremo componenti a frequenze ω ω LO LO ( 2 ω ω ) RF ( 2 ω ω ) V V V RF 2 RF 2 RF 1 Quindi, immaginando di variare insieme le ampiezze di RF1 e RF2 di A db, le componenti di intermodulazione del 3 ordine cambieranno di 3A db. In definitiva quindi, per tutte queste componenti di distorsione generata internamente, il loro livello dipende da quello del segnale di ingresso. Di solito i costruttori forniscono, per ogni tipo di distorsione (o intermodulazione) interna, un punto di riferimento. Da tale punto di riferimento è possibile estrapolare, con buona approssimazione, il comportamento complessivo. Si supponga infatti che la distorsione del 2 ordine sia fissata a 70 db sotto il segnale di livello - 40 dbm (e quindi, per tale livello del segnale di ingresso, il range dinamico sia 70 dbc). Se si diminuisce il livello del segnale in ingresso di X db, quello della distorsione scende di 2X db. Quindi l andamento, in scala logaritmica, del range dinamico rispetto alla distorsione del 2 ordine è una retta a pendenza unitaria crescente, come nella figura seguente: k 4 8 k 8 V LO LO V 2 RF1 RF1 V RF 2 RF 2 Distorsione del 3 ordine Dynamic Range [dbc] Distorsione del 2 ordine Segnale di Ingresso al mixer [dbm] Fig. VII.1 25

26 VII. Range dinamico Per quella del 3 ordine, con analoghi passaggi, il range dinamico varierà di 2X db per ogni variazione di X db del segnale in ingresso. Se, ad esempio il livello di -70 dbc è specificato per un ingresso a 30 dbm, si ha la retta in figura. Più in generale, la distorsione di ordine n varia il range dinamico di (n-1)x db per ogni variazione X db del segnale di ingresso. La distorsione generata internamente può essere distinta dai vari prodotti da misurare mediante un semplice test: basta variare il livello di attenuazione precedente il mixer; in tal caso, se i prodotti sono generati internamente, il prodotto di ordine n verrà attenuato di na db. In caso contrario, semplicemente di A db. In generale saranno presenti entrambi i contributi e basterà così aumentare il valore di attenuazione fino ad ottenere un prodotto che non cambia con l attenuazione. VII.2 Range dinamico e rumore Avendo definito il range dinamico in base al più piccolo segnale misurabile, per bassi livelli il limite inferiore verrà dettato così dalla soglia di rumore dello strumento (e quindi dalla sua cifra di rumore). Si noti che tale soglia di rumore dipende sia dalla RBW che dalla cifra di rumore stessa: in particolare, se si diminuisce il segnale in ingresso di X db, il rapporto S/N peggiora di X db e quindi con esso il range dinamico. Nella stessa figura precedente, possiamo quindi tracciare una retta con pendenza -1 e di posizione dipendente dalla NF SA e RBW: 3 ordine Dynamic Range [dbc] 2 ordine Noise, RBW 1 Noise, RBW 2 < RBW 1 Fig. VII.2 Segnale di Ingresso al mixer [dbm] 26

27 VII. Range dinamico Il range dinamico migliore si ottiene quindi all intersezione delle curve di rumore e di distorsione appropriate. Un metodo per aumentarlo è, come si nota dalla figura, diminuire la RBW. Un altro contributo di rumore definisce il limite ultimo al range dinamico: il rumore di fase di LO (solo per il 3 ordine): 3 ordine Dynamic Range [dbc] Rumore di fase (@ offset) Noise, RBW Fig. VII.3 Segnale di Ingresso al mixer [dbm] Riassumendo, le cause principali che determinano il range dinamico di un analizzatore di spettro sono: - Distorsione del mixer in ingresso - Sensibilità (rumore di fondo) - Rumore di fase di LO. E da sottolineare che la distorsione del mixer in ingresso ed il basso rapporto segnale/rumore hanno dei riflessi importanti sull incertezza di misura. Infatti, se un segnale generato internamente cade alla stessa frequenza di quello da misurare, in base alla relazione di fase tra i due, avremo un comportamento costruttivo o distruttivo della somma, e quindi, visto che la relazione di fase è ignota, un incertezza. VII.3 Compressione dei mixer Finora non abbiamo considerato l accuratezza con la quale un segnale di livello elevato viene misurato. Infatti, se tale livello è troppo elevato, non c è più una proporzionalità tra il segnale a RF e quello a IF, ma piuttosto quest ultimo viene compresso: questo fenomeno è dovuto alla saturazione del mixer in ingresso, che viene specificata in base al punto di 27

28 VII. Range dinamico compressione a 1 db (o a 0.5 db). Valori di -10 dbm sono tipici e vengono misurati variando il livello del segnale di ingresso e misurandone lo scostamento dal comportamento lineare. C è infine da fare una precisazione tra diverse terminologie: talvolta si confonde il range dinamico (Dynamic Range) con il range di misura (Measurement Range). Quest ultimo è invece il rapporto tra il segnale più grande e quello più piccolo che può essere misurato. Il limite superiore è fissato in questo caso dalla massima potenza ammissibile in ingresso (tipicamente 30 dbm, 1 W), mentre quello inferiore è fissato dalla sensitivity. Quindi il range di misura è sicuramente più ampio di quello dinamico, visto che per quest ultimo si richiede che entrambi i segnali siano contemporaneamente misurati. Un terzo range è quello di visualizzazione (Display range) e si riferisce alla possibilità di calibrare il display in ampiezza. 28

29 VIII. Estensione del range di frequenza VIII. ESTENSIONE DEL RANGE DI FREQUENZA Abbiamo finora descritto un analizzatore di spettro con frequenza massima di utilizzazione fino a 2.9 GHz. Se si vuole salire in frequenza di un ordine di grandezza, bisogna cambiare architettura: una semplice scalatura del sistema descritto porterebbe a oscillatori locali con campi di frequenze troppo elevati ed ampi. Per estendere il campo di frequenze si utilizza un principio diverso: il mescolamento armonico. Ritornando all architettura già descritta, se si vogliono osservare segnali a frequenze più alte di 2.9 GHz, si deve innanzitutto eliminare il filtro passa-basso in ingresso. Inoltre, visto che la frequenza intermedia scelta in precedenza ricade nella banda del segnale in ingresso, bisogna sceglierne un altra, che in questo caso può essere più bassa di 2.9 GHz. Per evitare di cambiare tutte le sezioni a IF, tale frequenza può essere scelta pari a MHz, utilizzando il resto della catena secondo lo schema seguente: GHz RF in 21.4 MHz GHz MHz DC 2.9 GHz 3.3 GHz 300 MHz CRT GHz Fig. VIII.1 In questo caso è facile notare che il passaggio a frequenze superiori a 2.9 GHz si ottiene semplicemente escludendo un tratto della catena a IF usato in precedenza. Avremo così per le basse frequenze RF una IF a 3.6 GHz e per le alte frequenze RF una IF a bassa frequenza (321.4 MHz). Prima di vedere il funzionamento del mixing armonico, ritorniamo al caso di bassa frequenza e descriviamolo in modo tale da poter tenere conto di eventuali estensioni. 29

30 VIII. Estensione del range di frequenza Nel piano (frequenza LO) / (frequenza RF), la frequenza dell oscillatore locale è indicata dalla linea tratteggiata, come in figura VIII.2: f RF 10 [GHz] 1 + LO f LO [GHz] Fig. VIII.2 La frequenza alla quale l analizzatore di spettro è accordato si ottiene semplicemente sommando o sottraendo dalla frequenza dell oscillatore locale la frequenza (fissa) dell IF (3.6 GHz ), secondo la relazione f = f ± RF LO Si ottengono così le due curve a tratto pieno in figura, in cui quella 1 - corrisponde all uso del segno - nell equazione di mixing precedente. Ora, in qualsiasi mixer, il livello del segnale di oscillatore locale è tale da generare, nel mixer, armoniche a frequenze 2f LO, 3f LO... Tali armoniche si mescolano con i segnali in ingresso come la fondamentale e producono delle uscite: qualsiasi prodotto di mixing con frequenza pari a f IF apparirà in uscita. L equazione di mixing è dunque: f IF f = n f ± RF LO f IF 30

31 VIII. Estensione del range di frequenza LO f RF [GHz] LO f LO [GHz] Fig. VIII.3 Le due nuove bande (2 - e 2 + ) non si sovrappongono con la banda desiderata (1 - ) e quindi non complicano il processo di misura, visto che con un semplice filtraggio (il filtro passa-basso iniziale) possono essere eliminate. La situazione diventa considerevolmente più complessa se si passa al caso della IF in bassa frequenza (321 MHz). In questo caso, già le bande 1 + e 1 - si sovrappongono e non è possibile distinguerle per semplice filtraggio. Esiste così una doppia ambiguità: per un dato valore della frequenza f LO, esistono due frequenze f RF che danno risposte significative; inoltre, per un dato valore della frequenza f RF, avremo due risposte significative corrispondenti a due valori diversi di f LO, il primo caso identifica il problema del segnale e della sua immagine, il secondo quello delle risposte multiple. Entrambi i casi presentano frequenze spaziate di 2f IF. 10 f RF [GHz] LO f LO [GHz] Fig. VIII.4 31

32 VIII. Estensione del range di frequenza Ad esempio, alla frequenza f LO = 5 GHz corrispondono f RF1 4.7 GHz e f RF2 53 GHz, mentre alla frequenza f RF = 5 GHz corrispondono due risposte per f LO 4.7 GHz e f LO 5.3 GHz. La situazione diventa ancor più difficile da controllare se si introducono i contributi di mescolamento armonico alle prime n=4 frequenze multiple di f LO. In questo caso, in corrispondenza a f LO = 5 GHz, avremo coppie di risposte / immagine alle frequenze: 4.7 GHz e 5.3 GHz 9.7 GHz e 10.3 GHz 14.7 GHz e 15.3 GHz 19.7 GHz e 20.3 GHz D altra parte, se si varia l LO in tutto il suo range, in corrispondenza a f RF = 10 GHz avremo risposte multiple corrispondenti a frequenze dell oscillatore locale: 3.23 GHz e 3.43 GHz 4.75 GHz e 5.15 GHz Nella figura seguente sono mostrati gli andamenti LO LO LO 2-10 f RF [GHz] LO f LO [GHz] Fig. VIII.5 32

33 VIII. Estensione del range di frequenza Come è facile notare, il numero di risposte cresce rapidamente in modo tale da mascherare il segnale utile. In molti casi questo non è un problema, soprattutto se si conosce la frequenza effettiva del segnale di interesse: in tal caso basta restringere adeguatamente il campo di misura, filtrando così le componenti indesiderate. Se così non è possibile fare, si ricorre a tecniche più raffinate, alcune delle quali verranno descritte successivamente. C è però prima da notare che le perdite di conversione del mixer aumentano rapidamente all aumentare dell ordine dell armonica considerata. Quindi segnali di ingresso di uguale ampiezza apparirebbero, se abbastanza distanti in frequenza, con livelli differenti. Per mantenerli uguali, di solito il guadagno a IF dell amplificatore di linea viene appropriatamente aumentato all aumentare dell ordine armonico di mixing (per bande di frequenza). Questo significa però che in tali bande, essendo presente un attenuazione maggiore, la sensitivity diminuisce (aumenta la soglia di rumore). In tali casi, il tipico andamento mostrato per la soglia di rumore è mostrato in figura 27. Analogo andamento si ha per il rumore di fase dell LO: le bande laterali aumentano di 20 log (n) db (dove n è l ordine considerato). Fundamental 2nd 3rd 4th Fig. VIII.6 VIII.1 Identificazione dei segnali Se non è possibile distinguere il segnale desiderato dalle risposte spurie o multiple si ricorre a tecniche di identificazione particolari. Sono di due tipi: A- Identificazione dell immagine B- Traslazione Riguardo all identificazione dell immagine, si consideri il seguente esempio: 33

34 VIII. Estensione del range di frequenza Supponiamo di avere un segnale in ingresso a 4.7 GHz (che corrisponde ad una ƒ LO = 5 GHz). Sul display apparirà una risposta (a 4.7 GHz) che dobbiamo identificare se appartenere al segnale a 4.7 GHz o a 5.3 GHz. Nel metodo di identificazione dell immagine, la frequenza dell oscillatore locale viene (automaticamente) spostata prima in basso di 2f IF e poi in alto di 2f IF. In tal caso, se lo spostamento è verso il basso, avremo ancora una risposta allo stesso punto (dovuta al modo 1 + ) mentre non avremo alcuna risposta per lo spostamento verso l alto. Si noti che se il segnale vero fosse stato a 5.3 GHz (nel quale caso avremo osservato l immagine a 4.7 GHz) nel processo di identificazione non avremmo ottenuto risposte nella traslazione in basso ma soltanto traslando in atto (1 - ). Oltre a questo tipo di identificazione, è possibile introdurne altri. Ad esempio, è possibile determinare se la risposta sul display è creata o meno da un armonica dell LO diversa da quella per la quale l analizzatore deve operare. Ancora con un esempio, supponiamo di avere accordato l analizzatore su f RF = 4.7 GHz (ossia f LO = 5 GHz) ma che il segnale di ingresso sia in effetti a f RF = 10.3 GHz. Sul display avremo però una risposta (visibile a ƒ = 4.7 GHz) fornita dal modo i mixing 2 +. Attivando il processo di identificazione, l analizzatore trasla la frequenza LO di ± 2ƒ IF : nessuno dei due spostamenti produce però una risposta sul display, visto che in questo caso è la 2 a armonica di LO che deve effettuare l identificazione (viene variata di ± 4f IF ). A questo punto il sistema divide l incremento per due e riprova (±ƒ IF ) ed in tal caso, si ha una risposta dal 2 +. Come è facile notare, i test sono automatici e implementati oramai via firmware nella maggior parte degli spectrum analyser. Questo metodo non funziona però a bassa frequenza (0 2.9 GHz), visto che, grazie alla IF alta, otteniamo una sola risposta e non una coppia. In tal caso si può utilizzare la seconda opportunità, la procedura di traslazione. In questo caso vengono variate le frequenze di 2 oscillatori locali (corrispondenti ai primi 2 mixer). VIII.2 Preselezione Le procedure di identificazione descritte, anche se automatiche, richiedono comunque del tempo e sono inapplicabili nel caso in cui non si conosca affatto il contenuto spettrale del segnale in ingresso, specie se affollato. E il caso di test di compatibilità elettromagnetica o di 34