Conversione dati (A/D) e (D/A) Sommario

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1 I.T.I.S. "Antonio Meucci" di Roma Conversione dati (A/D) e (D/A) a cura del Prof. Mauro Perotti Anno Scolastico

2 Sommario Introduzione Conversione D/A Il DAC a resistori pesati Il DAC con rete a scala R-2R (ladder) Parametri di un DAC Offset Guadagno Linearità Tempo di assestamento La conversione A/D Minimizzazione dell'errore di quantizzazione Osservazioni conclusive Architettura degli ADC ADC flash (o parallelo) Gli ADC a retroazione ADC a gradinata ADC ad inseguimento ADC ad approssimazioni successive Parametri e caratteristiche dei convertitori A/D Errori di offset, guadagno e linearità Errore di quantizzazione Tempo di conversione Velocità di conversione Dinamica di ingresso Impedenza di ingresso Slew rate Codici mancanti pag. 2

3 Introduzione Le tecniche di conversione di un segnale analogico in digitale (A/D) e di un segnale digitale in analogico (D/A) sono fondamentali per consentire ad un sistema di elaborazione dati digitale (come un calcolatore, ma non solo) di interagire con il mondo ad esso esterno. 1. Conversione D/A Il DAC (Digital Analog Converter) è un sistema che converte un dato digitale in una grandezza analogica, generalmente una tensione o una corrente (figura 1). Il dato digitale, costituito da un certo numero di bit, è presentato all'ingresso del convertitore in forma seriale o parallela. L'uscita del sistema è un livello di tensione o di corrente proporzionale al valore rappresentato dal dato digitale applicato all'ingresso. La figura 2 mostra un possibile andamento dell'uscita di un DAC a 3 bit (il dato digitale applicato in ingresso è costituito da parole di 3 bit ciascuna). Osservando la figura si possono fare le seguenti considerazioni: 1. è richiesto che il dato digitale applicato all'ingresso sia mantenuto per un certo intervallo di tempo; 2. eguali parole binarie producono eguali livelli della grandezza analogica. Supponiamo ora, per fissare le idee, che la grandezza in uscita sia una tensione (V o ) e che la parola in ingresso (N) sia codificata in codice binario naturale e sia costituita dagli n bit: b n-1 b n-2. b 1 b 0 dove b 0 rappresenta il bit meno significativo (LSB) e b n-1 quello più significativo (MSB). Potremo allora scrivere: (1) V o = Q N Ovvero, tra V o ed N esiste un legame di proporzionalità diretta e la costante di proporzionalità la indichiamo con Q. Essendo N espresso in codice binario naturale, possiamo scrivere: (2) N = b n-1 2 n-1 + b n-2 2 n b b sostituendo quest'ultima espressione nella (1): (3) pag. 3

4 Essendo N un numero puro avremo che V o e Q dovranno avere le stesse dimensioni. Quindi Q è una tensione e viene indicata come il quanto della conversione. Moltiplicando e dividendo il secondo membro della (3) per 2 n : (4) dove V FS è la tensione di fondo scala. Nella ricostruzione di una tensione analogica la più piccola variazione della tensione d'uscita si ha quando cambia solo il bit meno significativo (LSB). Se nella (4) facciamo cambiare, nella parola N, solo il bit b 0, la variazione di V 0 sarà pari a: (5) Per convincersi di ciò è sufficiente fare la differenza tra il valore di Vo corrispondente al caso in cui tutti i bit siano pari a zero ed il valore di Vo corrispondente al caso in cui solo il bit LSB sia pari a 1. Nel primo caso avremo, dalla (3), V 0 =0. Nel secondo caso, sempre dalla (3), avremo: V 0 =Q Se invece cambia solo l'msb si ha, in uscita, una variazione pari alla metà della tensione di fondo scala. Anche qui, come per il caso precedente, faremo la differenza tra il valore di Vo corrispondente al caso in cui tutti i bit sono pari a zero ed il valore di Vo corrispondente al caso in cui solo il bit MSB è pari a 1. Nel primo caso abbiamo V 0 =0. Nel secondo caso, dalla (3), avremo: (6) dove si è sostituita la (5) in luogo di Q. Occorre ora prestare attenzione al fatto che la tensione di fondo scala non corrisponde al valore massimo assumibile dall'uscita. Questo, infatti, lo si ottiene dalla (3) o dalla (4) ponendo ad 1 tutti i bit: (7) Prima di esaminare gli schemi che la letteratura del settore propone per la conversione D/A sono utili alcune considerazioni. Come si è visto, la tensione di fondo scala viene divisa in un numero di intervalli che cresce al crescere di n (il numero dei bit). Contemporaneamente accade che al crescere di n diminuisce anche l'ampiezza dell'intervallo di quantizzazione Q. Ciò comporta la concreta possibilità di generare segnali di uscita con andamenti sempre più prossimi a quelli analogici. Per descrivere tale capacità si introduce il parametro della risoluzione, definito come: (8) E' comunque invalso l'uso di indicare la risoluzione di un DAC con il numero n dei bit di ingresso. pag. 4

5 1.1 Il DAC a resistori pesati La figura 3 mostra un DAC a resistori pesati ad n bit. Si tratta di uno schema di importanza soprattutto didattica. I costruttori, generalmente, preferiscono implementare la soluzione descritta nel paragrafo successivo per ragioni che si renderanno evidenti a breve. Analizzando la figura possiamo osservare che si tratta di un sommatore invertente. Si noti, altresì, la presenza di n deviatori comandati dagli n bit di ingresso. Quando il bit i-esimo (anche indicato con b i ) vale 1 il relativo deviatore collega il potenziale -V REF al resistore di ingresso. Se, invece, b i vale 0, il relativo deviatore collega al medesimo resistore il potenziale di massa. Il bit più significativo, b n-1 (MSB), è collegato, attraverso il proprio deviatore, ad un resistore di valore R. Il bit immediatamente successivo, b n-2, è collegato, attraverso il proprio deviatore, ad un resistore di valore 2 R, e così tutti gli altri: al diminuire del peso del bit raddoppia il valore di resistenza del resistore associato a tale bit. Il bit meno significativo, b 0, è collegato ad un resistore di valore R 2 n-1. Le resistenze sono quindi pesate secondo opportune potenze di 2 (da cui il nome allo schema). Per l'analisi di tale schema determiniamo le correnti circolanti in ciascuno dei resistori di ingresso. Il valore della corrente nel ramo associato al bit MSB può essere nullo, se il relativo bit vale 0, oppure essere pari a -V REF /R, se il relativo bit è pari ad 1. Per rappresentare entrambi i casi con un'unica scrittura possiamo scrivere: (9) In questo modo se b n-1 è 0 il secondo membro si annulla; se b n-1 è 1 il secondo membro è pari a -V REF /R. In modo del tutto analogo possiamo scrivere il valore delle altre correnti:... pag. 5

6 La somma di tutte queste correnti, che pervengono al nodo (-) dell'a.o., fornisce la corrente I che, circolando in R, produce la tensione d'uscita: (10) I = I n-1 +I n I 0 (11) v 0 = - R f I sostituendo il valore di ciascuna corrente nella (10) e questa nella (11) si ottiene: (12) che può essere riscritta nella forma: Se confrontiamo questa espressione con la (4) possiamo concludere che la tensione di fondo scala è pari a: e, applicando la (5), ricaviamo l'espressione per il quanto: e, dalla (7), l'espressione per il valore massimo assumibile dall'uscita: Queste tre relazioni definiscono le caratteristiche operative del DAC a resistori pesati. Questa struttura circuitale, molto utile da un punto di vista didattico per comprendere il funzionamento di un DAC, presenta però un fondamentale inconveniente che ne impedisce di fatto la realizzazione: il valore delle resistenze di ciascun resistore deve essere estremamente preciso: diversamente vengono a perdere di significato le tre relazioni distintive di questo schema. Si tratta di un vincolo così stringente che i costruttori preferiscono adottare altre soluzioni come quella della rete ladder descritta nel paragrafo successivo. 1.2 Il DAC con rete a scala R-2R (ladder) La rete a scala R-2R, o rete ladder, può assumere differenti tipologie circuitali. Qui viene analizzata quella maggiormente implementata nelle soluzioni integrate adottate dai principali costruttori (vedi figura 4). pag. 6

7 Anche qui, come si può notare, ciascuno degli n bit di ingresso comanda un deviatore che connette il relativo resistore (di valore 2R) al morsetto (-) dell'a.o., se il relativo bit vale 1; connette invece il resistore al morsetto (+) se il medesimo bit vale 0. Pur essendo fisicamente diversi entrambi i morsetti, comunque, si trovano al potenziale di massa. Quindi tutti gli estremi inferiori dei resistori 2R sono collegati a massa (a prescindere dal valore assunto dal relativo bit). La particolare simmetria della rete, inoltre, è tale per cui la corrente erogata dal generatore V REF è sempre pari a: (13) I = V REF /R Qualunque sia la disposizione dei bit applicati all'ingresso del DAC. Cerchiamo di spiegare questa affermazione. Qualunque nodo "vede", alla sua destra, sempre lo stesso valore di resistenza equivalente. Partiamo dal nodo N 0 e poniamoci immediatamente alla sua sinistra: il resistore equivalente che si vede verso destra da tale posizione è pari ad R (trattandosi del parallelo di due resistori eguali e pari a 2R ciascuno - vedi figura 5). Chiediamoci, ora, che cosa vede il nodo N 1 alla sua destra: la serie di due resistori eguali e di valore pari ad R. Quindi 2R (vedi figura 6). E così, anche il nodo N 2 vede alla sua destra un resistore equivalente pari a 2R. Il ragionamento può quindi essere ripetuto per ciascun nodo fino ad arrivare al primo di questi, N n-1, che vede verso destra 2R e verso il basso 2R. Questa catena di ragionamenti giustifica la (13). Proseguiamo nell'analisi. La corrente I erogata da V REF, giunta al nodo N n-1, si divide in due parti eguali: una scende verso il basso (I/2) e l'altra prosegue verso il nodo successivo N n-2 (anch'essa pari a I/2). Quella che scende verso il basso viene poi dirottata sul morsetto (-) o (+) dell'a.o. sulla base del valore del bit b n-1. Quella che procede verso il nodo N n-2 si divide ulteriormente in due parti eguali: una circolerà verso il basso (I/4) e l'altra verso il nodo N n-3 (sempre I/4). In definitiva, la corrente che circolerà nel resistore R f varrà: che possiamo anche riscrivere: pag. 7

8 sostituendo ad I la (13): da cui la tensione d'uscita: Anche qui, come abbiamo già fatto per il DAC a resistori pesati, confrontiamo quest'ultima relazione con la (4) e concludiamo che: dove il quanto è stato espresso in valore assoluto trattandosi dell'ampiezza di un intervallo. In conclusione possiamo affermare che questa configurazione offre, rispetto al DAC a resistori pesati, i seguenti vantaggi: la rete a scala non pone i problemi del DAC a resistori pesati dovendosi utilizzare, in questo caso, resistori di due soli valori: R e 2R; la corrente I erogata da V REF è sempre costante e ciò comporta l'impegno di una potenza sempre costante; i transitori che si verificano in altre soluzioni, in coincidenza con la commutazione dei bit di ingresso da un livello all'altro, qui sono praticamente inesistenti in quanto la circolazione della corrente in ciascun resistore è sempre costante. 1.3 Parametri di un DAC Vengono qui esaminati i parametri che il costruttore riporta, per un DAC, nel relativo data sheet. La figura 7 rappresenta la risposta ideale di un DAC a 3 bit. Questa risposta verrà considerata quale andamento di riferimento per definire i vari tipi di errore che affliggono un DAC e che, in definitiva, modificano la risposta ideale in una risposta reale. pag. 8

9 1.3.1 Offset Consideriamo un DAC unipolare con codice di ingresso binario naturale. Se all'ingresso applichiamo zero in decimale (corrispondente ad una sequenza di bit tutti eguali a zero) in uscita dovremmo rilevare una tensione pari a zero. A causa di una serie di imprecisioni costruttive tale valore, talvolta, si può discostare da zero. In tal caso avremmo una risposta come quella indicata in figura 8. Tale scostamento dal comportamento ideale viene indicato come errore di offset. Questo errore tende a mantenersi costante anche in corrispondenza delle altre sequenze binarie di ingresso. Ciò giustifica l'andamento parallelo della transcaratteristica rispetto all'andamento di riferimento riportato in figura Guadagno La tolleranza sulle tensioni di riferimento provoca l'errore di guadagno che si manifesta con una risposta del DAC avente pendenza diversa da quella ideale (vedi figura 9). Questo tipo di scostamento viene denominato errore di guadagno. Sia l'errore di offset che quello di guadagno vengono eliminati agendo su opportuni piedini di compensazione secondo le indicazioni riportate sul data sheet del DAC che si sta utilizzando Linearità Se i punti che definiscono la caratteristica di un DAC non si trovano su una retta, come nel caso della figura 10, allora siamo in presenza dell' errore di non linearità. Esso è definito come il massimo scostamento in percentuale del fondo scala o in frazioni di LSB dei punti della caratteristica reale rispetto a quella ideale. Nel caso della figura 11, ad esempio, si può notare che tra tutti i punti che definiscono la caratteristica reale quello che maggiormente si discosta dalla caratteristica ideale è quello in corrispondenza dell'ingresso 011. Nell'esempio si osserva un valore dell'uscita reale pari a 4.5V rispetto a quello ideale di 3.0V. In tal modo l'errore di linearità vale, in percentuale del fondo scala: oppure, in frazioni di LSB: (si tenga presente che la tensione di fondo scala si è supposta pari ad 8V e, di conseguenza, essendo il DAC a 3 bit, il valore del quanto o dell'lsb è pari ad 1V). pag. 9

10 Il costruttore riporta nel data sheet anche l' errore di non linearità differenziale. Si tratta della massima differenza, espressa in frazioni di LSB, tra l'incremento reale dell'uscita e quello ideale in corrispondenza dell'ingresso di 1 LSB. La figura 12 mostra il significato di tale tipo di errore. Si può notare che, in tale esempio, l'errore di non linearità differenziale ammonta ad 1.5 LSB. Nel caso di un errore di non linearità differenziale superiore ad 1 LSB si ha che l'uscita può aumentare o diminuire di un gradino di ampiezza superiore al quanto (o ad 1 LSB). Si può verificare, in tale circostanza, la presenza di un altro tipo di errore: quello di non monotonicità. Si tratta di una diminuzione del valore dell'uscita reale rispetto al valore assunto in corrispondenza della sequenza binaria immediatamente precedente (vedi figura 13). Con un errore di non linearità inferiore a +/- ½LSB si scongiura l'errore di non monotonicità Tempo di assestamento Questo parametro è indicato dal costruttore con il termine settling time. E' definito come l'intervallo di tempo necessario all'uscita di un DAC per raggiungere il suo valore finale all'interno di +/- ½LSB. Tipicamente il data sheet riporta questo dato rispetto a due commutazioni tipiche: 1 LSB ed 1 MSB. La figura 14 mostra il significato di tale errore. In essa si è supposto che in ingresso, all'istante t 1, vi sia stata la commutazione dalla sequenza binaria 011 alla sequenza 100. L'andamento della tensione d'uscita, come si può notare, non avviene in modo istantaneo ma oscillatorio. Vi è poi un istante, indicato in figura con t 2, a partire dal quale la tensione d'uscita risulta contenuta all'interno di +/- ½LSB. Il tempo di assestamento corrisponde proprio all'intervallo di tempo t 2 - t La conversione A/D Il processo della conversione analogico-digitale ha lo scopo di trasformare un segnale analogico (in genere una tensione) in un insieme di codici digitali. I circuiti che svolgono tale compito, realizzati in modi differenti, formano la famiglia degli ADC (Analog to Digital Converter). Il segnale analogico varia all'interno dell'intervallo denominato range di fondo scala. Questo può essere unipolare, ad esempio da 0V a 5V, oppure bipolare, ad esempio da 15 V a 15 V. Se indichiamo con V FS l'ampiezza di tale intervallo (5V nel primo esempio e 30V nel secondo) e con n il numero dei bit del convertitore, definiamo il quanto o intervallo di quantizzazione il rapporto: (14) Il range di fondo scala viene quindi diviso in un numero di fasce dipendente dal numero di bit del convertitore. Per n=3, ad esempio, si avranno 8 fasce. Facciamo un esempio per comprendere meglio. Se V FS =8V ed n=4 avremo: pag. 10

11 questo vuol dire che se la v i assume valori compresi tra 0V e 0.5V il dato digitale in uscita sarà: 0000; se la v i assume valori compresi tra 0.5V e 1.0V il dato digitale in uscita sarà: E così via. In generale, supponendo il dato digitale in uscita espresso in codice binario naturale, potremo scrivere: (15) Il massimo valore codificabile dell'ingresso corrisponderà ad una sequenza binaria di bit tutti eguali ad 1. In questo caso si avrà: In figura 15 è riportata la transcaratteristica di un ADC a 3 bit. Sull'asse delle ascisse vi è la tensione di ingresso e su quello delle ordinate il dato digitale in uscita. Un ADC, quindi, è un circuito che associa un intervallo di valori della tensione di ingresso ad un dato digitale in uscita. All'aumentare del numero di bit diminuisce l'intervallo di quantizzazione e, nel,contempo, aumenta la precisione del convertitore. Viene qui richiamato il concetto di precisione in quanto l'adc, nel processo di conversione, commetterà pur sempre un errore. Tale errore è detto errore di quantizzazione. Nell'esempio precedente (V FS = 8 V, Q = 0.5 V ed n = 4 bit) se la tensione applicata all'ingresso è pari a 0.22 V il dato digitale prodotto in uscita sarà Tale dato verrà interpretato come risultato dell'applicazione, all'ingresso dell'adc, di una v i pari a 0V. Verrà quindi commesso, in questa circostanza, un errore di 0.22V (per difetto). 2.1 Minimizzazione dell'errore di quantizzazione Si può osservare, a questo punto, che il massimo errore di quantizzazione è pari a Q. Osservando la figura 15, infatti, si può notare che il dato digitale 000 è interpretato come una tensione di ingresso pari a 0V. Tale dato digitale, tuttavia, rappresenta un intervallo di valori pari a Q. Nel caso peggiore, pertanto, che la reale tensione applicata all'ingresso tenda ad assumere valori verso l'estremo destro dell'intervallo si avrà, corrispondentemente, un errore di quantizzazione che tenderà ad assumere valori prossimi a Q. Per minimizzare tale errore è sufficiente scegliere la soglia tra un codice di uscita ed il successivo a metà dell'intervallo di quantizzazione. Si tratta, in sostanza, di spostare la transcaratteristica indicata in figura 15 di mezzo quanto verso sinistra. In tal modo si ottiene la transcaratteristica di figura 16. In questo modo si avrà che il codice 000 rappresenterà tutti i valori dell'ingresso compresi tra 0 e Q/2; il codice 001 rappresenterà tutti i valori dell'ingresso compresi tra Q/2 e 1.5 Q. E così via. In tal modo si ottiene un errore di quantizzazione, massimo, pari a: (16) pag. 11

12 Va osservato che questa scelta della soglia, che minimizza l'errore massimo di quantizzazione, non modifica la relazione (15) che rimane comunque valida. 2.2 Osservazioni conclusive Tenendo conto dell'errore di quantizzazione possiamo affermare che ad un dato codice digitale in uscita, N 0, verrà associato un intervallo di valori della tensione di ingresso: (17) Se tutti i bit valgono 0 il bit LSB diverrà 1 quando la v i supererà il valore: La sequenza corrispondente a tutti i bit eguali a zero tranne l'msb è stata generata da un intervallo dei valori della tensione di ingresso: il valore minimo che la v i deve superare per consentire la commutazione dell'msb, quindi, vale: Il codice digitale N 0 costituito da bit tutti eguali ad 1 è prodotto dal seguente intervallo dei valori dell'ingresso: il valore minimo di tale intervallo è: ciò significa che quando la tensione di ingresso supera tale soglia in uscita si avrà una configurazione di bit tutti eguali ad 1. Un'ultima importante considerazione. L'estremo superiore di questo intervallo corrisponde a: se la tensione di ingresso supera tale valore non si avrà, com'è ovvio, un'ulteriore commutazione del dato digitale in uscita. In tale circostanza, assolutamente da evitare, ci si troverebbe ad avere una crescita indefinita dell'errore di quantizzazione. pag. 12

13 3. Architettura degli ADC 3.1 ADC flash (o parallelo) Un ADC parallelo è indicato in figura 17. Come si vede, è costituito da un determinato numero di comparatori ed una rete logica del tipo priority encoder. Il numero dei comparatori è legato al numero n di bit del convertitore dalla relazione: n comp = 2 n - 1 Il flash illustrato in figura si riferisce al caso di 3 bit (7 comparatori). In esso è anche presente un opportuno partitore resistivo della tensione V FS che ha lo scopo di fissare la soglia di commutazione di ciascun comparatore. La v i è applicata simultaneamente sui morsetti + di ciascun A.O. Sappiamo, dal paragrafo precedente, che per minimizzare l'errore di quantizzazione la prima soglia di commutazione deve essere pari a Q/2, la seconda distanziata di Q e le successive distanziate tra di loro sempre da una quantità pari a Q. 3.2 Gli ADC a retroazione L'ADC flash è un convertitore molto veloce ma altrettanto costoso. Il suo impiego, pertanto, trova spazio in tutte quelle applicazioni che richiedono velocità di funzionamento particolarmente spinte (come quelle in campo video). Per applicazioni in cui non vi è tale necessità si può ricorrere ad una categoria di convertitori, detti a retroazione, di cui la figura 18 mostra l'idea che ne è alla base del funzionamento. Una rete logica sequenziale genera e presenta alla sua uscita tutte le configurazioni binarie possibili secondo un ordine stabilito dalla strategia implementata in tale rete. Ognuna di queste configurazioni viene quindi applicata all'ingresso di un DAC che le trasforma in analogico (v D ). La tensione così prodotta viene confrontata con la tensione incognita, v i, per mezzo di un comparatore. Quando l'uscita del comparatore cambia stato la rete logica interrompe la generazione delle sequenze binarie e salva quella corrente che, nei limiti della risoluzione del convertitore, rappresenta la conversione in digitale della tensione v i ADC a gradinata Rappresenta il convertitore più semplice e più intuitivo di questa categoria. La figura 19 ne illustra lo schema elettrico. La rete logica sequenziale è costituita, in questo caso, da un contatore binario che produce le configurazioni digitali in binario naturale in ordine crescente. Queste configurazioni sono applicate quindi all'ingresso di un DAC la cui uscita, che indichiamo con v D, è costituita da una pag. 13

14 tensione a gradinata crescente (vedi figura 20). La v D viene quindi confrontata con la tensione incognita, v i, grazie ad un comparatore ad anello aperto. L'uscita di questo comparatore è applicata ad uno dei due ingressi di una porta AND. L'altro ingresso di tale porta è costituito da un segnale di clock. Quando v D > v i l'uscita del comparatore si porta a livello basso e con essa l'uscita della porta AND. A questo punto si interrompe il conteggio del contatore. Il dato è quindi pronto per essere prelevato dal blocco successivo. Il problema principale di tale convertitore è la sua particolare lentezza. Non sapendo, infatti, quando verrà interrotto il conteggio, in quanto tale evento non è in alcun modo prevedibile, il tempo di conversione sarà pari al tempo impiegato dal contatore per generare tutte le sequenze. Ovvero: (18) dove con T CK si è indicato l'intervallo di tempo tra due fronti attivi del segnale di clock e con n il numero di bit del convertitore ADC ad inseguimento Questo ADC è ottenuto da quello appena esaminato grazie a due variazioni: 1. sostituzione del contatore in avanti con uno UP/DOWN; 2. controllo della direzione del conteggio per mezzo dell'uscita del comparatore. La figura 21 mostra lo schema di questo ADC. Esso può funzionare in free running: ciò significa che, una volta attivato, aggiorna continuamente il dato digitale in uscita senza la necessità di fornire ulteriori comandi. Non è possibile fornire il tempo di conversione di questo ADC. E' invece opportuno definire il massimo slew rate ammissibile dalla tensione v i. Con ciò si intende la massima variazione del segnale di ingresso che l'adc è in grado di seguire senza sganciarsi dal segnale v i. Dal momento che l'uscita del convertitore può al massimo variare di un quanto, ogni periodo del segnale di clock, si avrà che il massimo slew rate ammissibile dalla vi dovrà rispettare la condizione: (19) E' utile osservare, in conclusione, che il valore iniziale assunto dalla v D è pari alla metà della tensione di fondo scala: ciò per ridurre i tempi iniziali (medi) di aggancio. In figura 22 vi è una possibile situazione di operatività del convertitore. E' anche rappresentato il caso in cui il convertitore si sgancia dalla tensione di ingresso in quanto pag. 14

15 quest'ultima varia troppo rapidamente ADC ad approssimazioni successive E' tra i convertitori più usati in quanto consente di ottenere brevi tempi di conversione a fronte di una struttura circuitale abbastanza semplice. La figura 23 mostra lo schema di questo convertitore che rispetta, come per i precedenti due, la logica di funzionamento degli ADC a retroazione. La principale differenza è costituita dall'architettura della logica sequenziale di controllo formata da un registro ad approssimazioni successive (S.A.R.). Il funzionamento di questo registro è basato sul noto algoritmo di ricerca binaria (molto usato in informatica per cercare un elemento all'interno di una lista ordinata). Nel nostro caso si tratta di cercare in quale quanto cade il valore della tensione incognita di ingresso. La conversione ha inizio quando viene attivato il segnale SOC (Start Of Conversion). Successivamente viene caricata nel S.A.R. una parola binaria di bit posti tutti eguali a zero tranne l'msb. Tale parola viene convertita dal DAC in v D e confrontata con la tensione incognita v i. Se v D < v i la logica di controllo mantiene ad 1 l'msb e pone ad 1 il bit immediatamente successivo (b n-2 ). Se invece v D > v i la logica di controllo pone il bit MSB a zero e, comunque, porta ad 1 il bit immediatamente successivo (b n-2 ). Tale parola viene quindi passata al DAC che la converte in v D ; successivamente avviene il confronto con la tensione incognita v i. Sulla base dell'esito di tale confronto avremo: b n-2 = 1 se v D < v i b n-2 = 0 se v D > v i Il processo si ripete fino al bit LSB. In questo modo occorreranno n cicli di clock per l'esecuzione dell'intera conversione più un altro ciclo per le varie operazioni di lettura del dato digitale, inizializzazione di una nuova conversione, ecc.. Quindi: (20) In figura 24 è descritto un esempio di funzionamento di questo ADC. Si fa l'ipotesi di V FS = 10 V ed n = 8 bit. Calcoliamo il valore del quanto: La prima soglia di commutazione, per le note ragioni di minimizzazione dell'errore di quantizzazione, sarà posta a Q/2 = mv. La soglia successiva sarà distante Q da questa e così via per tutte le altre. pag. 15

16 In figura 25 sono mostrate le prime soglie (delle 255 complessive). Supponiamo che la tensione incognita da convertire sia pari a 5.75 V. Per vedere in quale intervallo cade applichiamo la formula: (21) ( ) dove con le parentesi quadre chiuse superiormente ed aperte inferiormente si è indicata l'operazione di approssimazione all'intero superiore (parte intera superiore). Il 147 intervallo, di ampiezza Q=39.1 mv, è indicato in figura 26. Si può osservare che la v i cade proprio in tale intervallo (più precisamente nella prima metà di questo). Seguiamo ora il processo di conversione così come descritto nella figura 24. Avviato il processo di conversione (attivando la linea SOC) nel SAR viene posta la configurazione che viene passata al DAC e convertita in: v D =128 Q = = V Essendo v D < v i il convertitore salva l'msb. La configurazione successiva è: che viene convertita in: v D =192 Q = = V Essendo v D > v i il convertitore non salva il bit b 6. La configurazione successiva è: che viene convertita in: v D =160 Q = = V per cui anche b 5 non viene mantenuto. Si passa alla configurazione: convertita dal DAC in: v D =144 Q = = V questa volta il bit b 4 viene salvato. Si passa quindi alla configurazione: convertita dal DAC in: v D =152 Q = = V che essendo maggiore di v i non produce il salvataggio di b 3. Si pone quindi ad 1 il bit b 2 ottenendo: , convertita in: v D =148 Q = = V pag. 16

17 Anche in questo caso v D > v i e il convertitore non salva il bit b 2. Si passa quindi alla configurazione: convertita dal DAC in: v D =146 Q = = V che essendo inferiore a v i produce il salvataggio di b 1. Si perviene, quindi, all'ultima configurazione: , convertita dal DAC in: v D =147 Q = = V che essendo inferiore a v i produce il salvataggio di b 0. Tale configurazione è quindi disponibile in uscita all'adc per la lettura da parte del blocco successivo. 4. Parametri e caratteristiche dei convertitori A/D I parametri di funzionamento di un ADC sono descritti nei data sheet dei relativi costruttori ed informano il progettista sui limiti di funzionamento (massima potenza dissipabile, resistenza d'ingresso, massima variazione della tensione di ingresso, ecc.) di questi dispositivi. 4.1 Errori di offset, guadagno e linearità Ciascuno di questi errori, analogamente a quanto già visto per i DAC, descrive lo scostamento del comportamento reale rispetto a quello ideale. I grafici che mostrano questi effetti si ottengono da quelli visti per i DAC invertendo, tra loro, le variabili degli assi cartesiani. Anche in questo caso sono possibili le compensazioni degli errori di offset e di guadagno. Compensazioni che, invece, non sono previste per gli errori di linearità e di linearità differenziale. 4.2 Errore di quantizzazione Sappiamo che l'adc non può generare in uscita un codice in corrispondenza di ciascuno degli infiniti valori della tensione applicata all'ingresso. Ciò significa che nella codifica del segnale di ingresso viene introdotto un errore. Si tratta dell' errore di quantizzazione. Per minimizzare tale errore, riducendolo a ± 1/2 LSB, si fissa la soglia di commutazione da un codice al successivo a metà dell'intervallo di quantizzazione. Il costruttore indica, nel proprio data sheet, la modalità operativa per ottenere ciò. 4.3 Tempo di conversione Il conversion time è il tempo che l'adc impiega per effettuare la conversione, in digitale, della tensione analogica applicata al suo ingresso (t conv ). 4.4 Velocità di conversione Viene misurata in Hz ed indica il numero di conversioni eseguite nell'unità di tempo. Per la sua misura si tiene conto di tutti i ritardi intrinseci dell'adc. Il costruttore indica questo parametro con il nome di conversion rate. 4.5 Dinamica di ingresso Per garantire il corretto funzionamento dell'adc (ed anche la sua non distruzione fisica) è necessario che la tensione analogica applicata all'ingresso sia contenuta all'interno di un intervallo denominato input voltage range. pag. 17

18 4.6 Impedenza di ingresso Il progettista deve prendere in considerazione tale parametro quando collega l'ingresso dell'adc all'uscita del blocco precedente (generalmente si tratta del circuito di condizionamento di un trasduttore). E' un valore che negli ADC commerciali varia da qualche kω a qualche centinaio di MΩ. 4.7 Slew rate Questo parametro è definito come la massima variazione della tensione analogica d'ingresso, nel tempo, che consente la fornitura, in uscita, di codici corretti. 4.8 Codici mancanti Negli ADC a retroazione, nei quali è presente un DAC, si può presentare l'errore dei codici mancanti. Si tratta dell'impossibilità, da parte dell'adc, di generare in uscita il corretto codice in corrispondenza di uno o più valori della tensione analogica applicata all'ingresso. La ragione di questa impossibilità è dovuta all'errore di non monotonicità del DAC interno. Per fare un esempio di codice mancante consideriamo l'adc a gradinata di figura 19 (pag. 13) ipotizzando, per semplicità, che il numero di bit sia pari a 3. Supponiamo, inoltre, che la tensione V FS sia pari a 4V. In tal modo avremo un quanto pari a 0.5V. Supponiamo, ancora, che la tensione incognita valga 2.1V. La corretta codifica dovrebbe fornire la sequenza 100. Infatti, dalla (17), abbiamo che in corrispondenza di tale sequenza si ha, per la v i : v i = Q N 0 ± ε max = ± 0.25 [V] a tale sequenza, pertanto, corrisponde un intervallo di valori per la v i compreso tra 1.75 e Supponiamo che il DAC interno sia caratterizzato da una transcaratteristica ideale come quella di figura 27 (si noti la sopraelevazione di mezzo quanto di tutta la curva, necessaria per situare le soglie tra i codici di uscita a metà degli intervalli di quantizzazione); quando il contatore binario raggiunge la sequenza 100 e la passa all'ingresso del DAC questi, alla sua uscita, fornirà una tensione pari a 2.25V. In quel momento il comparatore passerà dal livello alto a quello basso e si interromperà il conteggio. Se invece la transcaratteristica del DAC è quella di figura 28 (nella quale si nota un errore di non monotonicità) si può osservare che la tensione in uscita dal DAC in corrispondenza della sequenza 100 applicata all'ingresso è inferiore a quella che nominalmente si dovrebbe avere 2.25V). L'uscita del comparatore si manterrà, pertanto, al livello alto e si dovrà attendere la sequenza successiva, 101, per avere l'interruzione del conteggio. La sequenza 100, quindi, non si verificherà mai: è, appunto, una situazione di codice mancante. pag. 18

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